基于混合级联拓扑的多电平逆变器设计

基于混合级联拓扑的多电平逆变器设计

0采用混合级联拓扑的旅游参数控制器随着能源的日益紧张，开关速度的增加，以及pd控制器的普及，多平压延的多平压延技术是有效的。多电平逆变器主要有二极管钳位型、飞跨电容型和级联型3种拓扑结构,其中级联型拓扑由于具有不存在电压不平衡问题、易于模块化扩展和易于PWM控制等显著优点被广泛地应用。但级联多电平逆变器也有一大缺点,即需要大量的独立钳位电源。为了解决该问题,各国学者提出了很多改进方案,其中混合级联方案相对来说比较简洁可靠,但倒灌电流问题制约了该方案的应用。本文结合实际功率器件的耐压值,采用增加低压单元的混合级联拓扑,辅以优化的PWM算法,设计出了适用于6kV、10kV电压等级的改进型多电平逆变器方案。增加低压单元的拓扑虽然增加了成本,但可以有效地防止倒灌电流和提高输出电压波形的电平数,另外多低压单元还可采用相移SPWM法来降低对开关器件频率的要求,因此是经济可行的。基于新方案逆变器的开环VVVF调速系统的仿真结果验证了改进方案输出波形的高质量和防止倒灌电流的有效性。1混合多平衡量逆方案1.1级联单元的电压比传统的级联逆变器的基本单元如图1中虚线框所示的三电平H桥,通过开关器件的不同组合,AB两端电压可以取值为E、-E、0。如果把基本单元电路如图1的方式级联起来,就可以得到更高电平输出的逆变器。传统的级联多电平电路的级联单元之间的电压比都是1∶1,实际上可以把级联单元的直流钳位电源电压比设为1∶2或者1∶3,并且在不同单元中使用不同功率器件(例如高压单元使用高耐压、低频率GTO或IGCT,低压单元使用低耐压、高频率IGBT)。高压单元以输出电压的基波频率为切换频率,实现主要基波能量的输出,而较低电压逆变单元则在较高的频率下进行脉冲宽度调制,用来改善输出波形,这样可以实现用较少的级联单元实现高电平的电压输出。如果将电压比设为1∶4或更高,输出电平中就会出现超过1个单位电平的跳变,因此用于逼近正弦波形的实用价值不大。若将该思想进一步归纳或延伸,就可以得出1N、2N、3N型3类主要混合串级逆变电路。在保持电平变换连续的情况下,把这3种主要的混合电路进行组合,可以得到更多的拓扑结构。1.2高压单元接收点电压随其电压变化的特性混合级联多电平逆变器的电源一般都是通过不可控整流桥整流而得到,但在采用传统调制方法时,混合级联多电平逆变器在某些电平的实现时会出现高压单元向低压单元灌入电流的情况(如表1所示,其中“*”表示两者同步变化)。从调制比的角度讲,调制比在某些取值范围内,高压模块输出的基波电压将大于变换器输出的基波电压,这时低压模块抵消这一部分电压,电流灌入现象就会出现。从单元电路的取值角度讲,当高压单元与低压单元的输出电压值相反时,就会出现电流灌入。如在电压比为1∶2的单相级联五电平电路中,传统PWM调制各单元桥的电平变化如表1所示,当输出电压电平在-1～-2和2～1变化时就会产生倒灌电流。解决倒灌电流的方法一般有整流侧采用可控器件、变载波调制(如表1所示)和级联单元采用二极管钳位多电平结构3种方法,但都有不足之处:采用可控器件会增加系统成本;变载波调制让高压单元部分参与了波形调制,增大了逆变器的开关损耗;级联钳位式多电平单元的方案由于引入了电容,会出现电容充放电不平衡的问题,将影响输出波形的质量。2多因素和平态电压逆压计2.1低压单元的保护中高压变换器常用的功率器件主要有GTO、IGBT和IGCT三种,中高压电机一般有3kV、6kV和10kV三个等级。对应6kV、10kV电机的中高压逆变器,若采用混合级联结构,比较经济的结构是选用3个或4个H桥。例如:对于6kV的电机,高压逆变器采用3个H桥混合级联结构,其电源幅值比为1∶1∶2,即1500∶1500∶3000,考虑2倍的设计裕量,则低压单元对应的开关器件选用额定电压为3.4kV的IGBT,高压单元的开关器件选用额定电压为6kV的IGCT;对于10kV的电机,高压逆变器采用4个H桥混合级联结构,其电源幅值比为1∶1∶2∶2,对应的器件选用额定电压为4.5kV的IGBT、额定电压为6kV的IGCT。选用器件的额定电流值根据负载电流决定。上述混合级联逆变器的设计采用了双低压单元的方案,并且低压单元的电压值之和等于高压单元的电压值,这就为采用PWM算法防止倒灌电流的产生创造了条件。以电压比为1∶1∶2的拓扑为例,如果高低电压单元调制的电平组合方式设计如表2所示,就可以防止倒灌电流的出现。对于有N个级联H桥的混合级联结构,假设其电压比按照从小到大排列为:u(1)∶u(2)…∶u(N-1)∶u(N),如果满足条件u(n)≤∑m=1n−1u(m),n=2,3⋯N(1)u(n)≤∑m=1n-1u(m),n=2,3⋯Ν(1)则都可以采用类似表2中所示的电平组合方式来防止倒灌电流。增加低压模块的混合级联逆变器方案,不仅可以防止倒灌电流的产生,而且还能根据器件的耐压值以及其它方面的要求,在遵循式(1)的规律下灵活配置。另外,若让2个低压单元都进行PWM调制则可实现倍频,增加输出脉冲的数量,提高输出波形的质量。2.2高频dm调制多电平逆变器功能的实现,不仅要有适当的电路拓扑结构作为基础,还要有相应的PWM算法作为保障。现以电源电压比为1∶1∶2的混合级联九电平逆变器为例说明新方案PWM算法的设计。对于混合级联多电平逆变器,一般都采用高频PWM调制与低频方波调制相结合的复合调制策略。高压单元采用基频方波调制以减小开关损耗,低压单元采用高频PWM调制以提高输出波形质量。改进的混合级联九电平逆变器拓扑中有2个低压单元,因此低压单元的调制方式也有2种:(1)一个低压单元采用高频PWM调制,另一个低压单元采用方波调制;(2)低压单元都进行高频调制,采用载波相移SPWM方法来增加输出脉冲,进一步提高输出波形的质量。很明显,第二种调制方式可以用较低的开关频率得到较好的输出波形质量,因此本文采用第二种调制方式。级联多电平载波相移SPWM基本原理:各H桥均采用低开关频率的SPWM,并具有相同的频率调制比、幅度调制比和共同的正弦调制信号,而各H桥三角载波的相位角依次相差一定的角度α。混合级联多电平拓扑中有2个低压H桥,因此三角载波间相位相差180°。在数字实现时,第二个H桥的脉冲信号由第一个H桥的脉冲信号延时半个采样周期即可。综上所述,新的PWM算法综合了混合级联多电平复合调制算法与载波移相算法的优点,可以提高输出电压的波形质量。采用电压比为1∶1∶2方案的混合级九电平联逆变器的参考电压分配如表3所示。更多电平的混合级联逆变器的PWM算法都可采用上述方法扩展得到。3电机功率特性仿真为了验证增加低压单元的混合级联逆变器的性能,本文利用MATLAB软件的Simulink及Powersystems工具箱,采用电压比为1∶1∶2方案的混合级联九电平逆变器建立了VVVF开环控制系统仿真模型。仿真系统的混合级联拓扑低压、高压单元的电压分别被设为55V、110V,三角波的周期为0.001s;电机的额定参数:功率PN=202kW,额定电压UN=380V,额定电流IN=5A,额定频率fN=50Hz,额定转速nN=1420r/min。仿真时压频比保持为K=U1f1=22050=4.4Κ=U1f1=22050=4.4,电机为恒负载Tm=2N。仿真输出略。仿真结果表明:(1)混合级联九电平逆变器各单元的输出电压波形没有极性相反的情况,因此不会出现倒灌电流,混合级联逆变器工作稳定;(2)混合级联九电平逆变器的输出电压波形有很好的波形质量,总谐波含量非常小;(3)混合级联九电平逆变器用于电机调速时,在不需要输出滤波器的情况下也能得到满意的输出电流波形。4多电