射频半导体简化直接变频设计 满足多模式通信系统需求

射频半导体简化直接变频设计满足多模式通信系统需求直接变频架构促使着宽带无线电支持第三代(3G)和第四代(4G)无线网络中的多模式和多标准要求，随之要求能够处理全球400MHz至4GHz范围内的信号，因而基础设施和移动设备开发商寻求系统器件达到新的性能水平。幸运的是，随着硅锗(SiGe)和CMOS半导体工艺的不断改进，集成度得以提高，同时功耗有所下降。利用直接变频架构，无线电设计人员还能够实现较宽的设计频率范围，并可在单个硬件平台上调整带宽。与无线基站的传统IF采样接收机方法相比，该架构具有许多优点，并结合平衡防阻塞的RF解调器和模数转换器(ADC)技术的优势，利用自适应性校正技术来处理残余信号损坏。

3G长期演进(LTE)无线通信标准支持1.4至20MHz范围内的各种通道带宽。无论设备支持仅LTE载波，还是3G(WCDMA)或LTE(OFDM)混合载波，通常要求采用的最低带宽是20MHz。由于带宽范围很宽，因此可以接收多个相邻或非相邻载波。例如，20MHz带宽内可容纳多达四个相邻WCDMA信号。对于宽带接收机设计，所面临的挑战是如何在存在高干扰信号的情况下解调低电平、高数据速率信号。根据定义，多载波RF接收机不具备模拟通道选择性，而无用阻塞信号未经衰减就会抵达ADC，这就要求接收机构建模块（尤其是ADC）具有高动态范围。例如，3GLTE阻塞要求则需要比所需信号高60dB的窄带阻塞。因此，多载波接收机应当具有高输入1dB压缩点、高分辨率ADC和某种形式的自动增益控制(AGC)，将阻塞信号电平维持在ADC的满量程(FS)电平以下。而且必须在可接受的接收机灵敏度下，实现这种对阻塞信号的抗扰度。设计用于支持3GLTE标准的基站接收机必须具备优于5dB的噪声系数(NF)。为了完全达到这种性能水平，下变频混频器或解调器一般前置一些低噪声放大器(LNA)级。根据以下Friis等式，前端增益可帮助改善整体NF：NFtotal=NFLNAs+(NFdemod-1)/GLNAs+[NFADC-1/(GLNAsGdemod)](1)不过，由于天线处的强阻塞信号会导致接收机发生饱和，因此不能随意设置高前端增益。此外，在高电平阻塞的交调产物处于所需信号带宽范围内时，如果增益过高，则会导致线性度下降，并影响信号完整性。根据三阶交调截点(IP3)测量，合适的正交解调器必须能够在噪声系数和线性度之间达到很好的平衡。正交解调器幅度和相位误差会导致带内镜像或无用边带能量。在多载波接收机中，强带内干扰信号可能会与接收机灵敏度水平的调制载波相邻。为了使接收机获得良好性能，在基带解调过程中维持适当的幅度和相位平衡至关重要。镜像抑制要求取决于最强和最弱带内信号之间的差值、解调所需的信噪比(Eb/No)和其他噪声贡献余量。3GLTE标准要求至少60dB的总镜像抑制性能。此外，在指定解调器本振(LO)相位噪声时，还必须考虑到宽带接收机中相互混频这一重要现象。LO相位噪声会对附近的未滤波阻塞进行调制，向所需通道中增加Pblocker_dBm-LO_NoisedBc/Hz噪声。直接变频信号链（图1）可以为3G和4G系统提供低成本的接收机解决方案。其架构没有其他接收机复杂，并且无需实中频采样架构中使用的多个表面声波(SAW)和分立滤波器。基带通道滤波器通常采用分立低通设计，可在数字化处理之前提供带外阻塞和宽带噪声抑制。与超外差或实中频采样架构所用的IF滤波器相比，该设计的插入损耗和成本要低得多。借助I/Q解调器，基带截止频率只需为复合调制信号（以0Hz为中心）总信号带宽的一半。图1.例如，假定接收机天线处的多载波RF输入信号是以载波频率F0为中心的非对称双边带信号。当LO=F0时，正交解调器会将实RF信号转换为复数基带信号，以差与和频率LO+/-F0或0Hz和2F0的形式产生实部和虚部。在进行模数转换之前，低通滤波器会消除和项、信号谐波和噪声。如果总信号带宽为Bx，那么滤波器的截止频率应设置为Fc>Bx/2。直接变频方法的另一主要优势是ADC采样速率要求较低，因为I/Q信号带宽只是总复数信号带宽的一半。如果下变频信号以直流信号为中心，那么采样理论要求采样速率至少为2(Bx/2)或Bx，该值是IF采样接收机解调同一带宽所需最低采样速率的一半。对于能够处理20MHz的LTE接收机，这相当于各个I/Q通道具有20MHz以上的奈奎斯特采样速率（图2）。图2.尽管存在上述优势，直接变频无线电设计也并非轻而易举。I/Q通道上存在任何增益或相位不平衡，或者解调器电路的相移并非准确的90度，将会导致在无用边带频率上产生能量。当此类接收机对0Hz（零中频）周围所需的多载波信号进行下变频处理时，所需载波将位于直流信号两侧（图3）。直流信号周围的载波1镜像出现在可能存在较弱载波的下一通道上。因此，如果未使用数字校准，则镜像抑制性能不佳将会限制接收机灵敏度。此外，抗混叠滤波器组件容差也可能影响整体镜像抑制性能。直到最近，仍然很难在宽带宽上获得可接受水平的增益和相位平衡。借助较新的SiGe工艺技术，解调器的有源混频器单元能够在频率高达6GHz范围内获得高品质RF性能。图3.在基带下变频过程中，正交解调器会以直流信号形式产生一些能量。泄漏至RF输入的任何LO信号会与同一LO信号混频，从而生成直流分量。而避免同一通道直流偏置的一种方式就是将RF载波解调至通道带宽一半的倍数。直流分量幅度不应影响接收机接收弱信号的能力。作为直接变频接收机的一部分，ADI公司生产的ADL5380和ADL5382I/Q解调器能够以最佳LO泄露和镜像抑制性能来实现宽带操作。理想情况下，解调器可通过两个混频器实现单边带混频操作。经过放大的本振(LO)信号直接送入第一个混频器，同时相同信号经过90度偏移后送入第二个混频器。为了充分满足性能规格要求，I/Q解调器采用经过优化的LO缓冲器和移相器电路。通过采用新颖的电路拓扑结构，该解调器可以在宽频范围内保持精确的90度相移，同时将电路噪声控制在LOPLL的相位噪声以下。该设计经过优化，可以最大程度地减少AM/PM失真，因而能够增强二阶失真性能并且对LO驱动电平不敏感。经测量，ADL5380的LO至RF泄露在频率高达3GHz范围内要优于-50dBm，而ADL5382I/Q解调器则可实现更低的泄露性能，在频率高达2.3GHz范围内超过-60dBm。增益不平衡优于+/-0.1dB，相位不平衡则优于+/-0.5度（图4），因而镜像抑制优于50dB。由于具有这种高边带抑制性能，因此零中频方案中的数字校准要求得以降低。图4.ADL5380I/Q解调器的工作频率范围为0.4至4.0GHz，基带带宽为500MHz。在频率高达3GHz范围内，该器件具有低噪声系数(13dB)，RF输入功率水平为-10dBm。出现阻塞时，对于高达0dBmRMS的输入功率，噪声系数依然维持在17dB以下。假设前端增益为25dB，这意味着天线处具有-25dBm的良好抗阻塞能力。该解调器能够以至少+11dBm的输入功率达到1-dB压缩性能，并且输入三阶交调截点优于+25dBm。20MHz带宽时，动态范围（或压缩点和噪底之间的增量）接近100dB，因而此电路适用于宽带3G/4G多载波系统。该I/Q解调器与ADC的接口设计和布局对于确保良好I/Q信号平衡至关重要。抗混叠滤波器组件容差以及在差分走线长度范围内进行严格控制则是确保设计成功的关键。在ADC数字转换之后的数字域中，还可以进一步实现直流偏置消除和镜像校正。此直流变频接收机示例采用16位流水线ADCAD9269。它可实现集成直流偏置和正交纠错方案。该算法可以估算出I/Q信号直流偏置、增益和相位不匹配，然后利用与频率无关的自适应校正环路，应用校正矢量来清除增益不平衡。它可以校正高达+/-1dB的幅度误差和+/-1.8度的相位不匹配，因而足以校正I/Q解调器残留不平衡，以及来自基带滤波器或ADC输入级等的其他不平衡。由于该I/Q解调器的信号损害程度已经相当低，因此增强了算法融合。为了完善校准方案，AD9269还集成具有自适应性截止频率的直流零点陷波滤波器，可帮助消除无用的直流偏置分量。为了演示直流变频解决方案的可行性，图1的接收机采用ADI公司器件构建和表征。该接收机设计采用两个ADL5521LNA、ADL5380I/Q解调器、一个基带DGAC和双通道ADCAD9269。经过调制的输入RF信号由直流变频发射机产生，该发射机由双通道数模转换器(DAC)AD9122和宽带正交调制器ADL5375构建而成。由于接收机总增益为28dB且AD9269SNR为76dBFS，因此无需AGC便可维持高接收机灵敏度，同时可以处理高达-25dBm的带内阻塞。分立式四阶低通LC离散滤波器采用30MHz截止频率，能够正确衰减带外噪声，并支持高达40MHz的复合解调带宽（见下表）。图5.本例中，双通道ADCAD9269以80MS/s的采样速率工作时，功耗仅400mW，比采样速率为120MS/s的对应IF采样ADC约低100mW。无需连续跟踪信号损害程度时，可以关闭AD9269的自动校正功能，从而进一步降低功耗。我们利用WCDMA矢量在多载波配置下对该接收机进行了测试（图5）。第一个LNA输入端的RF信号由两个相邻的WCDMA信号组成，其中最强的信号比最弱