广播电视发送技术 调频广播

广播电视发送技术调频广播第一页，共八十六页，编辑于2023年，星期日1922年发表调频理论的研究报告，1941年美国建立起世界上第一个调频电台。

工作频段：VHF（视距传播）；

频率范围：87-108MHz；

带宽：理论带宽为，有效带宽为200

KHz左右；

调频时主载波的最大频偏为75KHz。

第二页，共八十六页，编辑于2023年，星期日调频广播的特点：

（1）

失真小

调频广播造成失真的来源不同于调幅广播。

调幅波失真来源：电子管特性曲线的非线性。调幅信号是幅度变化的信号，与调制信号成线性的关系受到损害就意味着失真。

第三页，共八十六页，编辑于2023年，星期日调频波失真来源：调频波的幅度是恒定的，高频振荡的频率随着调制信号线性变化。

失真来源于：

a、系统的幅频特性的不平坦（即不同的频率成分放大或衰减的幅度不一致，发生相对幅度的变化）；第四页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

b、相移频率特性的非线性

（线性：传输过程中，频率高的成分相移大，频率低的成分相移小，相移与频率成正比）。

第五页，共八十六页，编辑于2023年，星期日（2）抗干扰能力强：

多种干扰电波（天电干扰、工业干扰、其他电台的干扰）一般为幅度变化的干扰，而振幅的变化可以通过接收机中的限幅器使其不产生影响，调频广播的干扰影响远小于调幅广播。

第六页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

（3）便于开办立体声、多节目和附加信息

广播。

（4）发射机功率利用系数高，整机效率高，发射机在调制过程中输出的高频功率是不变的，携带信息的边带功率是由载波功率转化而来的。

第七页，共八十六页，编辑于2023年，星期日第一节

调频与调相原理

第八页，共八十六页，编辑于2023年，星期日一、调频、调相的定义与基本关系

调频与调相都是使高频振荡的相角产生变化，故统称角度调制，而高频振荡的幅度保持不变。

第九页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

1、调频

设高频载波电压的角频率为c,在此基础上叠加一个随音频调制信号u(t)=U

cost线性变化的变量Δ（t）,即：

Δ（t）=KfU

cost

[Kf表示单位调制信号所引起的角频偏，量纲为弧度/（秒.

伏）]第十页，共八十六页，编辑于2023年，星期日调频波的瞬时角频率表达式为：

（t）=c+Δ（t）

=c+KfU

cost

=c+Δcost

（1-1）

式中：

为音频调制信号的角频率（=2F）

Δ为调频波的频偏振幅值（Δ=2Δf）

第十一页，共八十六页，编辑于2023年，星期日上式表明：调频波的瞬时角频率（t）在（c+Δ）与（c-Δ）之间，按照调制信号的变化规律而变化。

第十二页，共八十六页，编辑于2023年，星期日调频波的瞬时相位如何变化？

设未调高频振荡电压

u(t)=Uccos(ct+0)=Uccos

（t） （1-2）

（t）=(ct+0)为总相角，0为初始相角。

调制后的总相角为：

（t）=（τ）dτ+0

=[c+Δcosτ]dτ+0

=ct+(Δ/)sint+0

(1-3)

第十三页，共八十六页，编辑于2023年，星期日已调频波的表达式：

将式(1-3)的结果代入式(1-2)，便得到已调频波的数学表达式：

u(t)=Uccos[ct+(Δ/)sint+0]

=Uccos[ct+mfsint+0](1-4)

式中mf=Δ/=Δf/F，称为调频指数，可为任意正值，从物理意义上说，调频指数代表着在调频过程中相角偏移的幅度（简称相偏振幅）。

第十四页，共八十六页，编辑于2023年，星期日结论：

（1）、调频的同时必然伴随着调相，但二

者的规律不同；

（2）、频偏幅度Δ只与调制信号的幅度

（大小）有关，而与调制信号的频率无

关；

（3）最大相偏与调制信号的幅度成正比，

而与调制信号的频率成反比。第十五页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

请注意：调频波中有三个有关频率的概念：

（1）、fc（或c）：未调载波频率，即调频波的中心频率；

（2）、Δf（或Δ）：频偏振幅，表示调制信号变化时高频波瞬时频率偏离中心频率（载频）的幅度；

第十六页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

（3）、F（）：音频调制信号频率，表示在调频过程中，每秒钟高频振荡瞬时频率在其最大值fc+Δf与最小值fc

–Δf之间往返摆动的次数（由于调频的同时必然伴随着调相，因此，也表示每秒钟高频振荡的瞬时相位在自己的最大值与最小值之间往返摆动的次数）。

第十七页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

2、

调相

仍设未调高频振荡的角频率为c，初始相角为0。如果在ct+0的基础上叠加一个变量Δ（t）,而Δ（t）正比例于音频调制信号，即Δ（t）=kpU

cost,系数kp的量纲为弧度/秒。

已调相波的瞬时总相角可表达为：

（t）=ct+kpU

cost+0

=ct+Δcost+0 （1-5）

第十八页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

式中Δ表示调相后相位偏离的幅度，它与调制信号的频率无关，只正比例于调制电压的幅度U

。令mp=Δ=kpU,，称为调相指数。

调相指数代表着在调相过程中相角偏移的幅度（简称相偏振幅）。

第十九页，共八十六页，编辑于2023年，星期日调相波的表达式：

u(t)=Uccos（t）

=Uccos[ct+Δcost+0]

=Uccos[ct+mpcost+0]

（1-6）

调相波的频率变化：

（t）=d（t）/dt

=c-Δsint

=c

–mpsint

=c-Δsint(1-7)

上式说明，调相的同时必然伴随着调频，但二者的变化规律不同。第二十页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

问题讨论：

如果调制信号为u(t)=U

cost，如先对其进行积分，得

u’(t)=[u(τ)]dτ

=（U

/）sint

然后用该信号对高频信号调相，则调相后的高频信号的总相角（t）为：

（t）=ct+kpu，(t)+0

=ct+kp（U

/）sint+0（1-9）

瞬时角频率为：

（t）=d（t）/dt

=c+KpU

cost

=c+Δcost(1-10)第二十一页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

由(1-10)可以看出，此时高频波瞬时角频率的变化与原音频信号直接调频的规律完全相同，因此，得出结论：将调制信号先进行积分，再用积分后的信号去对高频信号调相，得到的调相波即为用原调制信号直接对高频信号进行调频的调频波。

第二十二页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

这种方法称为间接调频——用调相的方法实现调频。也就是说，用这种方法得到的已调波，对积分后的信号来说是调相波，而对原始信号而言是调频波。第二十三页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

二、调频波与调相波的频谱分析

调角信号也可以分解为许多不同频率与不同幅度的正弦信号之和。对调角信号进行频谱分析，可以得出各频谱分量分布规律、能量关系及调角信号的频带宽度。

第二十四页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

（一）单音信号调制的调角波

1、频谱分析

根据前面的分析，若调制信号是单频余弦，则：

已调频波为

u(t)=Uccos[ct+mfsint+0]

(1-11)

已调相波为

u(t)=Uccos[ct+mpcost+0]

(1-12)

第二十五页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

若调制信号是单频正弦，则：

已调频波为

u(t)=Uccos[ct-mfcost+0]

(1-13)

已调相波为

u(t)=Uccos[ct+mpsint+0]

(1-14)

第二十六页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

上述四式对于进行波形分析来说没有本质区别，差别仅在于一个是mf，是调频指数；一个是mp，是调相指数。但是，所代表的都是相偏振幅。为简便起见，都用m表示,得到下式：

u(t)=Uccos[ct+msint+0]

(1-15)

第二十七页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

根据公式

cos(A+B)=cosA.cosB-sinAsinB

和

cos(A-B)=cosA.cosB+sinAsinB，

将式(1-15)中的msint视为A,（ct+0）视为B,进行变换，得到：

u(t)=Uccos[ct+msint+0]

=Uc[cos(msint)·cos(ct+0)

-sin(msint)·sin(ct+0)]

(1-16)第二十八页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

将上式展开为贝塞尔函数:

cos(msint)

=J0(m)+2J2(m)cos2t

+2J4(m)cos4t+…….

=J0(m)+2J2n(m)cos2nt

(1-17)

sin(msint)

=2J1(m)sint+2J3(m)sin3t

+2J5(m)sin5t+…….

=2J2n+1(m)sin(2n+1)t

(1-18)

第二十九页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

将式(1-17)和(1-18)代入(1-16)，并利用公式2cosA·cosB=cos(A+B)+cos(A-B)

与-2sinA·sinB=cos(A+B)-cos(A-B),

可得到以下结果：

第三十页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

=UcJ0(m)

cos（ct+0）-----------(载频)

+UcJ1(m){cos[(c+)t+0]

-cos[(c-)t+0]}

-------(第一对边频)

+UcJ2(m){cos[(c+2)t+0]

+cos[(c-2)t+0]}

-------（第二对边频）

+UcJ3(m){cos[(c+3)t+0]

-cos[(c-3)t+0]}

-------（第三对边频）

+……第三十一页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

=UcJn(m)cos[(c+n)t+0]

(1-19)

第三十二页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

式中Jn(m)为调制指数为m的n阶第一类贝塞尔函数（n为阶数、m为自变量），并有以下关系：

（-1）nJn(m)=J-n(m)

(1-19)

即︱n︱为偶数时，Jn(m)=J-n(m)；

︱n︱为奇数时，-Jn(m)=J-n(m)。

第三十三页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

由以上分析可知，载波被单音频信号调频后产生的频谱，除了载频分量c外，上下各有无数个边频分量c±n，它们与载频分量的距离恰为调制信号频率的整数倍，奇次上下边频分量的相位相反，偶次上下边频分量的相位相同，载频分量及各边频分量的振幅，由对应的各贝塞尔函数值确定。

第三十四页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

贝塞尔函数值随m变化的规律第三十五页，共八十六页，编辑于2023年，星期日2、功率关系

当不调制时，m=0，J0(m)=J0(0)=1，而J1(0)=J2(0)=J3(0)------=0；

在调制时，J0(m)、J1(m)、J2(m)、J3(m)、、、、、、都随m而变化。第三十六页，共八十六页，编辑于2023年，星期日但是，J0(m)除了m=0时等于1外，m≠0时总是小于1。

这说明载波分量的能量分配到其他边频分量中去了，综合能量应与未调制时的载波状态完全相同。现证明如下：

载波状态的功率：Pc=U2c/(2R)

(1-20)

(R为负载电阻)

第三十七页，共八十六页，编辑于2023年，星期日调制状态的功率：

P，=[U2c/(2R)]Jn

2(m)

(1-21)

由贝塞尔函数的性质可知，

Jn

2(m)=J0

2(0)=1（1-22）

第三十八页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

因此，P，=Pc，调频后的平均功率没有发生变化，只是“转移”或“转化”，转化的程度由m决定。对于某些特定的m值，J0(m)=0，说明此时载波功率全部转移到边带中去了。

调频时，调制信号只起着控制功率分配的作用，它本身不提供功率。

第三十九页，共八十六页，编辑于2023年，星期日结论：

不论调制指数m为何值，调频波各频率分量的功率之和总是等于未调载波的功率。

从能量守恒的关系来考虑，由于调频波的幅度是固定不变的，因此，上述结论也是成立的第四十页，共八十六页，编辑于2023年，星期日3、载波与边带波的相对幅度随调制指数m的变化趋势分析

由变化趋势可以看出，随着m的增加，代表载频和边频相对幅度的各系数J0(m)、J1(m)、、、、、、呈简谐衰减曲线变化。从曲线还可以看出，对于某些m，载频或某些边频的振幅为0。第四十一页，共八十六页，编辑于2023年，星期日例如，m为2.4055.5208.653------，时J0(m)=0，利用这一现象，可以测定调制指数m和频偏Δf。

第四十二页，共八十六页，编辑于2023年，星期日测量方法与原理是：

用某已知频率F（例如F=13586.8Hz）去调制载波，由0逐渐增大调制信号的幅度（即增大调制系数m，用频谱分析仪观察到J0的幅度由1（相对值）逐渐减小到0，这就是第一个载波0点，J0(2.405)=0，此时的m=2.405，根据公式Δf=mF，可计算出Δf=32.7KHz。如继续增大调制信号的幅度，使载波出现第二个0点，J0(5.520)=0，此时的m=5.520，可计算出Δf=75KHz。第四十三页，共八十六页，编辑于2023年，星期日4、调频波的有效带宽

上述的理论分析已经表明，调频波的频谱无限多，理论带宽为无穷大。但是对于给定的m值来说，高到一定次数的边频分量的振幅小到可以忽略不计的程度，对于工程上来说，不会带来显著的误差与影响。

第四十四页，共八十六页，编辑于2023年，星期日如果忽略掉幅度小于1/10未调载波幅度的那些边频分量，就能保留住调频波的99%的能量（1-0.12=0.99）。根据贝塞尔函数表可以发现，边带次数凡是高于（m+1）的频率分量，其幅度都小于0.1，由此确定出的有效带宽为：

B=2（m+1）F=2（Δf+F）

（1-23）

第四十五页，共八十六页，编辑于2023年，星期日对于高质量的调频广播来说，为了满足良好的失真指标，要求保留更多的边带，忽略掉幅度小于1/100未调载波幅度的那些边频分量，保留住调频波的99.99%的能量（1-0.012=0.9999）。这时，有效带宽就不能用一个简单的公式来表明。第四十六页，共八十六页，编辑于2023年，星期日但根据贝塞尔函数表和m值，可以查得应保留的边带次数n,则有效带宽为：

B=2nF。

例如，当用F=15KHz的调制信号去调制，且调频波的频偏达到最大值Δf=75KHz，算出m=Δf/F=75KHz/15KH=5，查贝塞尔函数表得到n=8，则有效带宽为B=2nF=240KHz。第四十七页，共八十六页，编辑于2023年，星期日假设调制信号的频率F降低为3.75KHz，频偏仍达到最大值Δf=75KHz，

则m=75KHz/3.75KHz=20，查得n=24,得到B=180KHz。

虽然m增大了，有效边带次n数多了，但由于调制频率F低了，各相邻边频之间的间隔小了，所以带宽并不加宽第四十八页，共八十六页，编辑于2023年，星期日（二）、多频信号调制的已调波的频谱

用多频信号对载波进行调频，已调波的频谱成分非常复杂，它既包含载波分量、各音频分量形成的各次边频成分，各音频分量的基波、各次谐波之间的和差组合频率形成的边频成分。

第四十九页，共八十六页，编辑于2023年，星期日在双频（1和2）信号调制的情况下，已调波可表达为：

u(t)=UcJn(m1)Js(m2)cos(c+n1+s2)t

(1-24)

第五十页，共八十六页，编辑于2023年，星期日由上式可以看出，当s=0,m2=0时，相当于只用1的信号对载波调频，于是产生一系列上下边频，

用（c+n1）=（c±|n|1）表示，各边频的幅度分别为未调载波的振幅乘以各阶Jn(m1)值。第五十一页，共八十六页，编辑于2023年，星期日当频率为2的信号不为0时，相当于频率为2的信号对一系列新的载波调频，这一系列新的载波的幅度为UcJn(m1)，新的载波的频率为c+n1，n为-∞—+∞。第五十二页，共八十六页，编辑于2023年，星期日这相当于对已调频波再次进行调频，相当于对原来单频调制的已调波的每一谱线进行调频，在每一谱线的两边又制造出一系列上、下边频，谱线为c+n1+s2，幅度是在原来幅度UcJn(m1)的基础上再乘以Js(m2)。

第五十三页，共八十六页，编辑于2023年，星期日三、调频的方法

1、直接调频

通过改变回路元件的参数实现调频。LC振荡回路的谐振频率由L和C的参数决定，用调制信号控制L或C的大小，进而控制振荡频率而实现调频。

例如，接入振荡回路中的变容二极管，可以作为电压控制的电容元件，受调制信号电压控制而改变电容量，从而使回路振荡频率改变。

第五十四页，共八十六页，编辑于2023年，星期日2、间接调频

通过调相实现调频。

3、采用数字信号处理技术，通过FPGA、DSP器件，在数字域实现调频——频率综合器。

第五十五页，共八十六页，编辑于2023年，星期日第二节

调频波的抗干扰能力与

噪声改善性能

第五十六页，共八十六页，编辑于2023年，星期日所谓干扰，一般是指叠加（混杂）在被传送信号中的各种有害电振荡，常见的有电台干扰、工业干扰、宇宙干扰、雷电干扰。

所谓噪声，一般是指无线电设备内部的噪声，其频谱很宽。

第五十七页，共八十六页，编辑于2023年，星期日已调波的解调过程

第五十八页，共八十六页，编辑于2023年，星期日一、调频的抗干扰性能

为了比较调频、调相相对于调幅方式抗干扰性能的优劣，在接收机输入端的信噪比（高频信噪比）相等的情况下，将它们的输出信噪比（音频信噪比）进行比较。

假定干扰信号是单频余弦信号

un(t)=Uncos2πfnt(2-1)

接收到的广播电台的未调制的载波信号为

uc(t)=Uccos2πfct(2-2)

第五十九页，共八十六页，编辑于2023年，星期日上述两个信号同时进入接收机，只有当二者的频率差︱fn-fc︱落在解调器后的低通滤波器的通带内，才能在输出端形成干扰。

通常Un《Uc，并假定fn>fc，fn-fc=fb，可以用矢量图说明余弦干扰对有用载波的影响。第六十页，共八十六页，编辑于2023年，星期日余弦干扰对有用载波的影响第六十一页，共八十六页，编辑于2023年，星期日由图可以看出，合成矢量U是一个调幅调相波。由干扰产生的对有用载波的调幅度为：

ma=Un/Uc(2-3)

当有用载波被有用信号调幅时，最大调制度为m=1，因此，对调幅来说，接收机输出端的信噪比为：

(S/N)AM=m/ma=1/(Un/Uc)=Uc/Un

(2-4)

第六十二页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

由矢量图看出，由干扰造成的有用载波的最大相位偏移为φmax,由于Un《Uc，

φmax=arcsin(Un/Uc)Un/Uc

(2-5)

第六十三页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

最大相位偏移φmax相应的频偏振幅为Δfb=φmax(fn-fc)=（Un/Uc）fb。

而有用载波被有用信号调频时，产生的最大频偏为Δf，因此，对调频来说，接收机输出的信噪比为

(S/N)FM=Δf/Δfb

=（Uc/Un）（Δf/fb）

（2-6）

第六十四页，共八十六页，编辑于2023年，星期日根据式(2-4)和（2-6），可以得到调频干扰相对于调幅干扰改善的程度：

(S/N)FM/(S/N)AM=Δf/fb（2-7）

第六十五页，共八十六页，编辑于2023年，星期日由式(2-7)可以看出，改善程度与被有用信号调制的的最大频偏成正比，与干扰源与有用载波的频率差成反比。规定的最大频偏越大，占用带宽也越宽。这说明，调频波信噪比的改善是以增大带宽为代价。例如，Δf=75KHz，fb=15KHz，则调频比调幅信噪比改善了5倍（14dB）,若Δf=50KHz，只能改善10dB。

第六十六页，共八十六页，编辑于2023年，星期日调频相对于调幅的信噪比改善是有前提条件的，即调频接收机的限幅电路要起作用，使调幅干扰的因素不显现出来，要求输入信号有一定的强度才能有效工作。如果信号太弱，限幅电路不起作用，FM抗干扰的改善作用就消失，甚至劣于调幅。

第六十七页，共八十六页，编辑于2023年，星期日二、调频的噪声改善性能

噪声的频谱是连续的，其频谱密度平坦的部分一直扩展到1013-1014Hz。各个单频噪声分量对系统的影响和单频干扰的影响是相同的，噪声对系统的影响可以看成是在一定频带范围内各个单频分量所形成的噪声干扰的总和。

第六十八页，共八十六页，编辑于2023年，星期日调频系统的最大频偏为Δf时，鉴频器输出的信号电压正比例于Δf，信号功率正比例于（Δf）2；而噪声功率与噪声所造成的频偏ΔfN的平方（ΔfN）2成正比。二者之比即为调频波的功率信噪比。

（ΔfN）2可通过单频干扰频偏Δfb的平方在可听音频带宽范围内的积分求得：

第六十九页，共八十六页，编辑于2023年，星期日（ΔfN）2=2(Δfb)2df

=2[（Un/Uc）fb]2df

=(2/3)•（Un/Uc）2•f3B

(2-8)

因此，调频波的功率信噪比为：

(S/N)FM=（Δf）2/（ΔfN）2

=3/2•[（Δf）2/f3B]•（Uc/Un）2

（2-9）

第七十页，共八十六页，编辑于2023年，星期日调幅波的信号功率与载波的振幅（Uc）2成正比（m=1时，调制信号的幅度等于载波电压的幅度）；调幅系统输出噪声功率与在可听音频带宽范围内噪声电压Un的平方的积分成正比，即：

2

(Un)2df=2(Un)2fB

(2-10)

第七十一页，共八十六页，编辑于2023年，星期日调频波相对于调幅波噪声功率改善系数：

IFM=（S/N）FM/（S/N）AM

=3（Δf/fB）2

=3(mf)2 (2-12)

噪声电压改善系数为：

(mf) (2-12)

例如，当Δf=75KHz，fB=15KHz，则IFM=75，

即改善18.75dB。

由式（2-13）可以看出，当调频指数mf小于1/时

噪声电压改善系数小于1，也就是说，，噪声电压

不但不能改善，反而恶化。

第七十二页，共八十六页，编辑于2023年，星期日第三节

调频广播的加权技术

在调频系统中，由于微分噪声频偏与微分噪声相偏的关系为dΔfn=f•dφn,调频噪声电压与频率成正比，其结果是，对于高音频信号来说，信噪比下降。

第七十三页，共八十六页，编辑于2023年，星期日为了提高其信噪比，在调频广播中通常使用一种加权方法，即人为在接收机鉴频器后的音频系统中加上高音频衰减网络使高音频段内幅度较高的噪声得到衰减。接收机中的这种措施称为“去重”，相应的衰减网络叫去重衰减。

第七十四页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

但是，在去重的同时，节目信号的高音频成分也衰减了，使节目原貌发生变化。为了保持广播节目的本来面目，在发射端，人为地将音频调制信号的高音频成分加以提升，这中措施叫“预加重”，即通过高音频提升网络增强高音。

第七十五页，共八十六页，编辑于2023年，星期日

如果“预加重