反激式开关电源设计-毕设论文

ABSTRACT摘要PAGE44PAGEIⅢ摘要反激式开关电源因其结构简单，成本低被广泛应用。本文介绍了反激式开关电源的工作原理，比较了电流控制，电压控制和V2控制三种控制模式，重点阐述了电流控制模式的原理和优点。介绍了UC3843的特点，并基于该芯片从数学上建立稳态模型，得到有力的理论依据，为高频变压器和其它电路设计提供了技术参数。最后在硬件实现了一个有很好电压调整率，负载调整率，纹波小的反激式开关电源。ABSTRACTForsimplecircuitandlowcost,flybackswitchingpowersupplyiswidelyused.Thispaperintroducetheintroducestheworkingprincipleofcurrent-modeflybackswitchingpowersupply,madeaComparisonofseveralregularcontrollingmethodsofit．Basedonthecomparisonbetweenthedifferentmode，itemphasizestheworkingprincipleandadvantagesofthecurrent—modeswitchingpowersupply.AndthenintroducetheinternalstructureandworkingprincipalofUC3843．Basedonit,astablemathematicalmodeofcurrentwasbuilt.Itprovidestheevidencetodesign，analyse，andcalculatethestabilityanddynamiccharacteristicofthefollowingcircuit.Atlast,producedaflybackswitchingpowersupplywithgoodvoltageregulation,loadregulation,smallripplewasproduced.Keyword:flybackPAGEIⅢ目录第1章绪论 11.1 开关电源概述 11.1.1 开关电源发展历史 11.1.2 开关电源分类 31.1.3 开关电源的发展趋势 71.2 本课题选题的依据和现实意义 81.2.1 选题来源 81.2.2 选题的意义 91.3 本文的主要内容及工作 101.3.1 课题内容 101.3.2 课题拟解决的主要问题 101.3.3 课题的创新点与难点 10第2章电流型反激式开关电源的工作原理 122.1 引言 122.2 电流型开关电源的结构框图及工作原理 122.3 峰值电流型控制方法的特点 132.3.1 峰值电流型控制的优点 132.3.2 峰值电流型控制的缺点 152.4 控制电路的专用芯片 162.5 本章小结 16第3章反激式开关电源数学模型 173.1 引言 173.2 原边绕组回路模型的建立 173.3 副边绕组回路模型的建立 193.4 电压电流检测回路模型的建立 203.4.1 电压检测电路： 203.4.2 电流检测电路 213.5 电流型反激式单输出开关电源系统的稳态数学模型 223.6 本章小结 23第4章电流型反激式开关电源的设计与硬件实现 244.1 引言 244.2 功率要求和性能指标计算 254.2.1 开关电源的基本参数 254.2.2 最大占空比的确定 254.2.3 初级钳位保护电路 254.2.4 电源输出整流电路 264.2.5 功率开关管的选择 264.3 高频变压器的设计和绕制方法 274.3.1 引言 274.3.2 开关电源高频变压器的参数计算 274.3.3 高频变压器的绕制 294.3.4 设计单片开关电源高频变压器时的注意事项 304.4 本章小结 31第5章实验结果与分析 325.1 试验结果与波形 325.2 试验结果分析 34第6章结论与展望 356.1 结论 356.2 展望 35参考文献 36致谢 37外文资料原文 38外文资料译文 41第1章绪论PAGE35绪论开关电源概述开关电源发展历史现实生活中常用的电源，可以分为发出电能的电源和变换电能的电源两类。自然界并没有可以直接利用的电源，人类所使用的电源都是通过机械能、热能、化学能等转化而来的。这种把其他能源通过转换而得到的电源称为发出电能的电源，像发电机、电池等。在很多情况下，发出电能的电源并不符合使用的要求，需进行再一次变换，这种变换是把一种形态的电能转换成另一种形态的电能。像变压器、变频器等。我们把输入和输出都是电能的电源称之为变换电能的电源。开关电源就是属于变换电能的电源，此种电源就是电路中的电力电子器件工作在开关状态的电源。由于，开关电源即节能又将带来巨大经济效益，因而引起社会各界的重视而得到迅速推广。开关电源的前身是线性稳压电源。线性稳压电源的结构框图REF_Ref262728146\h图1.1所示。图中的关键元件是稳压调整管，电源工作时检测输出电压UO反馈电路对稳压调整管的基极电流进行负反馈控制。这样，当输入电压队发生变化，或负载变化引起电源的输出电压UO化时，就可以通过改变稳压调整管的管压降来使输出电压UO稳定。为了使稳压调整管可以发挥足够的调节作用，稳压调整管必须工作在线性放大状态，且保持一定的管压降。因此，这种电源被称为线性稳压电源。图STYLEREF1\s1.SEQ图\*ARABIC\s11线性稳压电源的结构框图线性稳压电源虽然可以满足所需直流电压的高低和供电质量(精度、纹波等)的要求，但有两个严重的缺点：一是调整管工作在线性放大状态，损耗很大，因而使整个电源效率很低；二是需要一个工频变压器，使得电源体积很大。开关电源出现之前，各种电子装置和电气控制设备的工作电源都采用线性稳压电源。但随着半导体器件的发展，计算机等电子装置的集成度不断增加，功率越来越强，而它们的体积却越来越小。因此，迫切需要体积小、重量轻、效率高、性能好的新型电源，这就成了开关电源技术发展的动力。开关电源的典型结构如REF_Ref262728304\h图1.2所示，开关电源和交流电网连接的电路通常是二极管整流电路，这种电路的输入电流不是正弦波，而是脉动波，这种波形中含有大量的谐波成分，对电网会造成严重的污染，并且该电路的功率因数也较低。当公用电网上接有大量的开关电源负载时，就会对电网产生严重的谐波污染。为了降低开关电源对电网的谐波污染，提高开关电源的功率因数，就需要对电流的脉动进行抑制，使电流波形尽量接近正弦波。从而减小开关电源对交流电网的污染，随后整流电压经过主变换电路变换，由于主电路输出的电压含有交流成分，所以在负载前端得加整流滤波电路进一步处理，使负载得到直流电压。若输出电压由于某种原因上升时，反馈电路会对输出电压进行采样，并把所采的信号送到控制电路中进行比较放大处理，使输出的PWM脉冲占空比减小，最终使二次侧的电压回到稳定值；反之，当输出电压下降时，反馈电路同样会把信号送到控制电路，而后又使PWM脉动占空比增大，同样可稳定输出电压。图STYLEREF1\s1.SEQ图\*ARABIC\s12开关电源典型框图早期的开关电源的频率仅为几千赫，随着电力电子器件及磁性材料性能的不断改进，开关频率才得以提高。20世纪60年代末，垂直导电的高耐压、大电流的双极型电力晶体管(亦称巨型晶体管、BJT、GTR)的出现，使得采用高工作频率的开关电源得以问世。但当开关频率达到10KHz左右时，变压器、电感等磁性元件发出很刺耳的噪声，给工作和生产造成了很大噪声污染。为了减小噪声，并进一步减小电源体积，在20世纪70年代，新型电力电子器件的发展给开关电源的发展提供了物质条件。开关频率终于突破了人耳听觉极限的20KHz。开关频率的提高有利于开关电源的体积减小、重量减轻。后来，随着电力MOSFET的应用，开关电源的开关频率进一步提高。20世纪80年代，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)出现，IGBT可以看成是MOSFET和GTR复合而成的器件。其具有MOSFET的电压型驱动、驱动功率小的优点，同时又具有GTR饱和压降低和可耐高压、大电流等一系列应用上的优点。使得开关电源的容量进一步增大，在许多中等容量范围内，迅速取代了晶闸管相控电源。并且，IGBT的开关速度也很高，通态压降低。在一些发达国家研制出开关频率高达100KHz的开关电源，到了90年代，在美国首先出现了单片开关电源了，其工作频率高达135KHz。使得电源体积更小，重量更轻，功率密度进一步提高。开关频率的提高使开关电源的电磁干扰问题变得突出起来。为了解决这些问题，20世纪80年代，出现了采用准谐振技术的零电压开关电路和零电流开关电路，也就是我们所说的软开关技术，这种电路利用以谐振为主的辅助换流手段，即使开关开通或关断前的电压、电流分别为零。解决了电路中的开关损耗和开关噪声问题，使开关频率可以大幅度提高，从而，使开关电源进一步向体积小、重量轻、效率高、功率密度大的方向发展。开关电源分类按输出输入电压分类开关电源技术就是随着电力电子器件、开关频率技术发展而发展的，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着体积小、重量轻、噪声低、可靠性高、抗干扰能力强的方向发展。开关电源按输入输出电压可分为AC/DC和DC/DC两大类。DC/DC变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外均己成熟和标准化，已得到广大用户的认可；但AC/DC变换器因其自身特性，使得在模块化的进程中遇到较复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对两类开关电源作简要地介绍。DC/DC变换器随着电力电子的发展，开关电源的DC/DC变换器型式和种类越来越多，主要类型有如下几种反激式：电路拓扑简单，元件数少，因此成本较低。但该电路变换器的磁芯单向磁化，利用率低，而且开关器件承受的电流峰值很大，广泛用于数瓦～数十瓦的小功率开关电源中。由于不需要输出滤波电感，易实现多路输出。正激式：拓扑结构形式和反激式变换器相似，虽然磁芯也是单向磁化，却存在着严格意义上的区别，变压器仅起电气隔离作用，而且电路变压器的工作点仅处于磁化曲线的第1象限，没有得到充分的利用，因此同样的功率，其变换器体积、重量和损耗大于半桥式、全桥式、推挽式变换电路。广泛用于功率为数百瓦～数千瓦的开关电源中。半桥式：电路结构较为复杂，但磁芯利用率高，没有偏磁的问题，且功率开关管的耐压要求低，不超过线路的最高峰值电压。克服了推挽式的缺点。适合数百瓦～数千瓦的开关电源中，高输入电压的场合。全桥式：电路结构复杂，但在所有隔离型开关电源中，采用相同电压和电流容量的开关器件时，全桥型电路可以达到最大的功率，目前，全桥型电路多被用于数百瓦～数千瓦的各种工业用开关电源中。推挽式：电路形式实际上是两只对称正激式变换器的组合，只是工作时相位相反。变压器的磁芯双向磁化，因此相同铁芯尺寸的输出功率是正激式的近一倍，但如果加在两个原边绕组上的V-S积稍有偏差就会导致铁芯偏磁现象的产生，应用时需要特别注意。适合中功率输出。今天，随着软开关技术的发展，DC/DC变换电路有了质的飞跃。解决了电路中的开关损耗和开关噪声问题，使开关频率可以大幅度提高，使DC/DC变换器进一步模块化、绿色化，且使变换器的重量减轻了。日本Nemiclambda公司最新推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列，其开关频率为200~300kHz，采用同步整流器，使整个电路效率提高到90％；美国Vicor公司设计制造的多种ECI软开关DC/DC变换器，其最大输出功率300W、600W、800W等，效率为90％以上。AC/DC变换AC/DC变换电路是指能够直接将交流电能变换为直流电能的电路，泛称整流电路。在所有的电能基本变换形式中，AC/DC最早出现，自20世纪20年代迄今已经历了以下几个发展阶段：旋转式变流机组(电动机一发电机组)；静止式离子整流器(由充气闸流管和汞弧整流管组成)；静止式半导体整流器(低频型、高型)；整流电路可从各种角度进行分类，主要分类方法有：按组成的器件被控程度可分为不可控、半控、全控三种；按电路结构可分为桥式电路和零式电路；按交流输入相数分为单相电路和多相电路；按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为单拍电路和双拍电路。图STYLEREF1\s1.SEQ图\*ARABIC\s13输入电压电流波形图AC/C变换器输入为50/60Hz的交流电，其频率为工频，以致整流滤波时需要体积较大的滤波电容器，另外，整流器和电容滤波电路是一种非线性元件和储能元件的组合，因此，虽然输入交流电压M为正弦波，但输入交流电流西波形却严重畸变，呈脉冲状，如REF_Ref262728360\h图1.3所示。交流输入侧必须加EMC滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制AC/DC电源体积的小型化；同时，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决电磁兼容(EMC)问题难度加大，也就对内部高密度电路设计提出了很高的要求，从而限制了AC/DC变换的模块化。按控制方式分开关电源按控制方式可分为：(1)电压控制型、(2)电流控制型、(3)V2控制型三种。以下对这三种控制方法作简要介绍。电压控制型目前，开关电源普遍采用电压型脉宽调制(PWM)技术，其结构框图如REF_Ref262728413\h图1.4所示。从图可以看出，电压型控制方法是：利用输出电压采样作为控制环的输入信号，将该信号与基准电压巩，进行比较，并将比较的结果放大生成误差电压以。误差电压与振荡器生成的锯齿波珥进行比较生成一脉宽与以大小成正比的方波。波经过锁存器和驱动电路(图中未画出驱动电路)来驱动开关管的导通和关断，实现开关变换器输出电压的调节。电压型控制方法只有一个控制环，因而设计分析相对比较简单。由于锯齿波的幅值比较大，所以抗干扰能力比较强。图STYLEREF1\s1.SEQ图\*ARABIC\s14电压控制型开关电源结构图电流控制型电流型PWM技术是近年兴起的新技术，电流型控制正是针对电压型控制的一些缺点而发展起来的，结构框图如REF_Ref262728472\h图1.5所示。它除保留了电压控制的输出电压反馈控制部分外，又增加了一个电流反馈环节，是一个电压、电流双闭环控制系统。所谓电流型控制，就是在脉宽比较器的输人端将电流采样信号与误差放大器的输出信号进行比较，以此来控制输出脉冲的占空比，使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化。电流型控制的工作原理是采用恒频时钟脉冲置位锁存器，输出脉冲驱动功率管导通，电源回路中的电流脉冲就逐渐增大，当电流在采样电阻上的幅度达到Ue时，脉宽比较器的状态翻转，锁存器复位，驱动脉冲撤除，功率管从导通转为截止。这样，逐个检测和调节电流脉冲，就可达到控制电源输出的目的。与电压型PWM比较，电流型具有以下优点：电流型PWM开关电源具有更好的电压调整率和负载调整率；系统的稳定性和动态特性会有明显改善；其内在的限流能力和并联均流能力使控制电路简单可靠。特别是电流型制应是未来开关电源较为理想的工作方式。图STYLEREF1\s1.SEQ图\*ARABIC\s15电流控制型开关电源结构图V2控制型V2控制型是在电流控制型的基础上产生的，结构框图如REF_Ref262728514\h图1.6所示:图STYLEREF1\s1.SEQ图\*ARABIC\s16V2型控制开关电源结构图V2控制型与电流控制型的区别在于：V2控制型用滤波电容电压采样代替了V2电流控制型中PWM比较器的电流采样输入。输出电压UO反馈回来作为两个控制环的反馈量。一是慢的外环反馈信号，输入到低带宽的误差放大器，该误差放大器将UO与固定的基准电压Uref，比较，产生一PWM控制电压Ue；二是输出电压的纹波Uq作为内环反馈控制信号，作为PWM比较器的斜坡信号反馈到PWM比较器的输入，事实上，Uq为电感的纹波电流在输出滤波电容的寄生电阻上的压降。V2控制型中速度快的PWM内环控制瞬态响应，速度慢的外环负责优化控制精度。V2控制型稳态时的工作原理为：在每个周期开始时时钟信号使锁存器复位、开关管导通，开关电流IL由初始值线性增大。由于负载电流固定不变，所以该变化的电流完全通过滤波电容的寄生电阻给滤波电容充电，从而在寄生电阻上产生与电感电流斜率相同的压降Uq，该电压即为内环的采样电压。当Uq增大到误差电压Ue时，比较器翻转，从而使锁存器输出低电平，开关管关断。直到下一个时钟脉冲信号到来，开始一个新的周期。V2控制型开关电源虽然响应速度很快，但其抗干扰能力差。当占空比大于50％时，会产生次谐波振荡，所以要使用斜坡补偿；另外，V2控制方法对输入和输出电流都没有直接控制，所以不便于电源的并联使用，需额外的电路进行过流保护。开关电源的发展趋势今天，开关电源最主要的市场是在小功率领域，但在中等功率以至较大功率领域，开关电源的优势已十分明显。随着人们对开关电源技术研究的不断深化，在中等功率及以上的领域内应用更广阔。开关电源的应用范围是越来越广，反过来又遇到更多的问题和难题。这些问题可归纳为以下几点：电磁兼容性开关电源具有体积小、重量轻、效率高的优点，加上已有市售的开关电源集成控制模块，使电源的设计、调试简单化，所以在计算机、电视机以及各种控制系统中得到广泛应用。但是开关电源在工作时，其开关器件的电压和电流波形都是以极短的时间上升和下降。这些具有陡变沿的脉冲信号会产生很强的电磁干扰，处于同一电磁环境的其他设备降级或失效。目前人们已认识到需要对这种电磁干扰进行控制，特别是工业发达国家格外重视控制电磁干扰，成立了国家级以及国际间的组织，对电磁干扰问题进行研究，并实行电磁兼容性许可证制度。组建大容量的开关电源目前，开关电源一直还是处于中小型功率范围内发展。随着半导体器件的发展，市场上大型电子装置不断的问世，对大容量开关电源的需求越来越强烈。所以，这对目前开关电源的容量是一个很大的挑战。急需研制出大容量的开关电源以适应社会的需求和发展。提高功率因数为提高线性稳压器电源的效率，适应现代电子设备多功能和小型化，开关电源电路应运而生。但开关电源的电路结构使得电网的功率因数下降（只有0.65左右)，同时又使输电线上损耗增加，浪费了大量电能。为此，提高开关电源的功率因数不仅有利于提高电网质量，更重要的是节省了能源。提高开关频率开关电源频率提高，开关电源的动态响应才能快，这样才能适应当今电子设备中高速微处理器发展，也是使开关电源小型化、模块化的重要途径。使开关电源小型化、模块化随着电子技术及半导体器件的发展，计算机等电子装置的集成度不断增加，功率越来越强，而它们的体积却越来越小。因此，迫切需要体积小、重量轻、效率高、性能好的新型电源，研究小型化、模块化的开关电源是电子装置发展的前期工作。这些问题的实现是开关电源能否在更广阔领域中应用的关键。我们应把问题和困难看成动力和机遇，全身心投入到开关电源这一事业当中来，使开关电源产业有着广阔美好的发展前景。本课题选题的依据和现实意义选题来源目前，开关电源普遍采用电压型PWM技术，其结构图如REF_Ref262728413\h图1.4所示。从图中可以看出，电压型控制方法是利用采样输出电压作为控制环的输入信号，将该信号与基准电压Uref进行比较，并将比较的结果放大生成误差电压Ue。误差电压Ue与振荡器生成的锯齿波Ur进行比较生成一脉宽与Ue大小成正比的方波，该方波经过锁存器和驱动电路(REF_Ref262728413\h图1.4中未画出驱动电路)来驱动开关管的导通和关断，以实现开关变换器输出电压的调节。其主要缺点是输入或输出的变化只能在输出改变时才能检测到并反馈回来进行纠正，因此响应速度比较慢，造成输出电压稳定性差。电流型PWM技术是近年兴起的新技术，电流型控制正是针对电压型控制的缺点而发展起来的，且系统稳定性比V2控制型要好。结构如REF_Ref262728472\h图1.5所示。它除保留了电压控制型的输出电压反馈控制部分外，又增加了一个电流反馈环节，是一个电压、电流双闭环控制系统。所谓电流型控制，就是在脉宽比较器的输人端将电流采样信号与误差放大器的输出信号进行比较，以此来控制输出脉冲的占空比，使输出电感峰值电流跟随误差电压变化。电流型控制的工作原理是采用恒频时钟脉冲置位锁存器，输出脉冲驱动功率管导通，电源回路中的电流脉冲就逐渐增大，当电流在采样电阻上的幅度达到沈时，脉宽比较器的状态翻转，锁存器复位，驱动脉冲撤除，功率管从导通转为截止。这样，逐个检测和调节电流脉冲，就可达到控制电源输出的目的。与电压型PWM比较，其具有以下优点：电流型PWM开关电源具有更好的电压调整率和负载调整率；系统的稳定性和动态特性会有明显改善；其内在的限流能力和并联均流能力使控制电路简单可靠。选题的意义随着开关电源的发展，电源的小型化、模块化、绿色化越来越受到人们的关注。以致于20世纪90年代中期，单片开关电源问世了。单片开关集成芯片一经问世便显示出强大的生命力，目前已成为国际上开发290W以下中、小功率开关电源、精密开关电源、特种开关电源及电源模块的优选集成电路。UC3843是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件性能获得成本效益搞得解决方案。这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET管的理想器件。UC3843是转为低压应用设计的，低压锁定门限为8.5Ｖ（通）和7.6Ｖ（断），具有以下特点：微调的振荡器放电电流。可精确控制占空比；电流控制模式到500千赫；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，可逐周限流；内部微调的参考电压，带欠压锁定；大电流图腾柱输出；欠压锁定，带滞后；地启动和工作电流。本文的主要内容及工作课题内容本课题研究的是基于UC3843芯片的开关电源，主要有以下工作：分析了电流型反激式开关电源的工作原理，并介绍了电流控制型中的峰值电流型控制方法的优缺点，最后详细介绍了专用的电流型控制芯片UC3843的内部结构及其工作原理。对电流型反激式单输出开关电源的数学模型进行了研究分析，导出了功率变换、控制回路、电压电流采样电路各稳态值之间的数学关系，建立了系统工作在DCM条件下的稳态数学模型。元器件的选型及制作。包括：变压器的绕制、稳压器及光耦合器的选型、其他元器件参数的确定。电路图的搭建及制作、电源的调试，对实验波形进行分析。课题拟解决的主要问题电压型控制方法只有一个控制环，因而设计和分析相对比较简单。由于锯齿波的幅值比较大，所以抗干扰能力比较强。其主要缺点是输入或输出的变化只能在输出改变时才能检测到并反馈回来进行纠正，因此响应速度比较慢，造成输出电压稳定性差。本课题设计的基于UC3843的开关电源可以解决以上问题。使电源具有外围电路简单、输出电压稳定等优点。课题的创新点与难点课题创新点本课题设计的基于UC3843的开关电源与传统的开关电源相比，有电压调整率好、系统稳定性高、动态特性得到改善等优点。课题的难点本课题设计的开关电源体积小，频率较高，所以在研制时主要存在以下几个难点：电源开关频率高，高频变压器绕制较复杂；开关损耗随电源开关频率的升高而增大，所以如何较好地降低开关损耗也是一个难点。第2章电流型反激式开关电源的工作原理电流型反激式开关电源的工作原理引言随着电流型控制技术的不断发展和日臻完善，电流型反激式开关电源以其结构简单、无输出滤波电感、易实现多路输出等优越性广泛应用于小功率多输出的场合。由于反激式开关电源的功率开关管MOSFET在截止期间承受的最大电压较高，适于高输入电压的应用场合，因此本文设计适合高输入电压应用场合的单端反激式开关电源。开关电源设计中常用的控制方法主要有电压型和电流型。电流型控制方法是近十年来发展起来的一种新颖的控制方法，按频率是否恒定可分为：恒频控制和变频控制两种，后者又可进一步分为恒导通时间和恒关断时间两种。其中恒频控制应用较多。按控制对象的不同可以分为：峰值电流控制、电流滞环控制和平均电流控制，前者的电路实现比后者简单。本章首先根据电流型单端反激式开关电源的系统结构框图介绍其工作原理，然后对峰值电流控制方法作进一步深入分析，最后介绍电流型专用控制芯片。电流型开关电源的结构框图及工作原理由UC3843芯片构成的单端反激式开关电源框图如REF_Ref262729462\h图2.1所示。主要包括：输入整流滤波电路、功率变换电路、输出滤波电路、电流、电压采样反馈电路及控制电路几部分组成。功率电路采用单端反激式DC/DC变换器，控制电路是UC3843芯片来实现电流型控制的功能。电源简要工作原理如下：交流电Ui经输入整流滤波电路后输入到高频变压器一次侧，电压经反激后，二次侧上的高频电压经过输出整流滤波电路整流滤波后，获得输出电压Uo。图中钳位电路是用来吸收高频变压器的漏感产生的尖峰电压，从而保护了中功率管不被尖峰电压烧毁。稳压管和光耦合器组成反馈电路。输出电压Uo的稳压原理如下：当由于某种因致使Uo上升，则光耦中发光二极管的电流升高，经过光耦后，使光耦中的接收管电流也升高，使得UC3843控制端电流升高，经UC3843内控制后，使控制脉宽占空比降低，导致Uo下降，从而实现稳压目的；反之，当Uo下降时也一样稳定。图STYLEREF1\s2.SEQ图\*ARABIC\s11基于UC3843反激式开关电源框图电流型控制技术是针对电压型的缺点发展起来的一种新颖的控制思想，它以独特的优越性替代电压型控制被广泛应用于正激、反激及推挽式等DC/DC功率变换器的控制电路中，虽然这种控制方法优点较突出，但也存在一些缺点。电流型控制方法可分为三种形式，即峰值电流控制、电流滞环控制以及平均电流控制。由于电流滞环控制方法存在负载的大小对开关频率影响甚大的问题，而平均电流型控制电路实现较复杂，所以本设计是采用峰值电流控制方法。下面对峰值电流型控制的特点进行介绍。峰值电流型控制方法的特点峰值电流型控制的优点抵抗输入电压变化的能力输入电压变化时，由于副边DC输出电压与副边绕组的峰值电压及功率管的导通时间成正比，为维持输出电压恒定必须改变占空比的宽度。假定，输入电压升高，原边绕组电感电流的上升斜率增大，从而电流检测信号的上升斜率增大，因反馈环的延迟作用，误差电压信号来不及发生变化。较快的电流上升斜率而提前达到给定的电流基准值，使占空比减小，快速实现了稳定输出电压的目的。反之亦然。电流型固有的输入电压前馈特性，使输入电压的瞬态变化而导致输出电压瞬态变化的周期和幅值均减小，改善了动态调节特性。尤其是，反激式开关电源工作在电感电流不连续模式，能使系统获得很好的开环线性调整率。而在电压型控制的电路中，由于仅监控输出电压，输入电压的变化只能通过所采样的输出电压反映出来，所以调节过程比电流型控制要慢。改善输出负载电流的调节电流型控制能更好的改善输出负载电流的变化。若主输出负载电流迅速增大，主输出电压也同步变化，通过电压反馈环获得的误差电压信号立即减小。这时，电流检测信号将提前达到误差电压，使占空比减小，输出脉宽做较大的变化，缩短开关曹导通时间，以适应负载变化要求；反之，若主输出负载电流门限电压迅速减小时，主输出电压也减小，误差放大器输出误差电压信号增大。从而占空比增大，同样起到调节作用。值得注意的是，系统对负载电流变化的响应速度和误差放大器的带宽有关。简化反馈环的设计在电压型控制中，系统是一个二阶有条件稳定系统，输出LC滤波器对控制环增加了两个极点，使其在谐振频率附近产生近1800的相移，随着频率增加，滤波器输出、输入间的增益将以-40dB/decade的斜率迅速衰减。较大的相移以及增益随频率的快速变化使得环路增益不能满足系统稳定标准，抗干扰能力差，因此需要增加一个零点补偿，而环路增益又随输入电压的变化而变化，使补偿变得更加复杂化。电流型控制时，电流控制内环逐脉冲检测电路的峰值电流，用小信号法进行系统的稳定性分析时可发现，输出电感就好象不存在，电路就象有一恒流源为输出电容和负载电阻提供电流，系统模型发生降阶，开关变换器成为一阶无条件的稳定系统。一阶系统只有单个极点和900的相位滞后，消除了输出电感带来的极点和系统的二阶特性。因此网络产生的是900的相移而不是1800的相移，且LC滤波器输出、输入间的增益也是以-20dB/decade而不是-40dB/decade的斜率随频率的增加而衰减。因而很容易不受约束的得到大的开环增益和完善的小信号、大信号特性，简化了反馈环节的设计，增强了反馈系统抗输入、输出扰动能力，提高了系统的可靠性。两种控制模式的反馈环的补偿网络分别见REF_Ref262729701\h图2.2REF_Ref262729703\h图2.3所示。图STYLEREF1\s2.SEQ图\*ARABIC\s12电压控制模式反馈补偿环路图STYLEREF1\s2.SEQ图\*ARABIC\s13电流控制模式反馈补偿环路具有良好的模块冗余能力电流型控制允许多台负载电流相同的电源并联运行。负载电流正比于误差电压信号，当多台并联运行时，因电流内环直接逐个脉冲监控电流峰值，只要给定或限制参考基准信号，并将采样的相同电流信号与这个共同的给定信号相比较，并联运行的各台变换器就能自动完成均流功能，然而在传统的电压型开关电源中，由于电路电流没有参与控制，均流功能只能通过电路自身的阻抗实现或者另设一个负载分配电路。由此可见，电流型的自动均流能力便于系统的冗余化模块设计，提高系统运行的可靠性。具有自动限流作用，可靠性高电流型对瞬态冲击电流的反向抑制作用及最大电流值限幅设定，使得通过功率开关管的最大电流得到限制，因此系统的限流能力及抗短路冲击能力强，过载保护和短路保护措施得到简化。自动消除变压器偏磁的能力偏磁主要发生在推挽式和全桥式变换器电路。对反激式、正激式变换器而言，其变压器加有气隙及磁恢复绕组，变压器的磁芯不会因严重偏磁饱和而产生电流尖峰，导致电路无法正常工作。由于设计是反激式开关电源，所以在此对电流型控制自动消除变压器偏磁的能力不作过多讨论，详细介绍参见文献。峰值电流型控制的缺点峰值电流型控制较好的解决了系统稳定性和快速性问题，因此得到广泛的应用，但该控制方法也存在一些不足之处：该控制方法是电感电流的峰值，而不是电感电流的平均值，且两者之间的差值随着电感电流的上升率和下降率的不同而改变。当占空比大于50％时，由于电感电流上升斜率不够大，但电感电流中通常含有一些开关过程产生的噪声信号，容易造成比较器的误动作，可能导致抗干扰能力差。控制电路的专用芯片UC3843是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片。UC3843为8脚双列直插式封装（括号中是14脚封装的引脚序号）,其内部原理框图如图2.3图STYLEREF1\s2.SEQ图\*ARABIC\s14UC3843芯片内部结构如UC3843内部结构图所示。主要由5.0V基准电压源、用来精确地控制占空比调定的振荡器、降压器电流测定比较器、PWM锁存器、高增益E/A误差放大器和适用于驱动功率MOSFET的大电流推挽输出电路等构成。端1为COMP端；端2为反馈端；端3为电流测定端；端4接Rt、Ct确定锯齿波频率；端5接地；端6为推挽输出端，有拉、灌电流的能力；端7为集成块工作电源电压端，可以工作在8～20V；端8为内部供外用的基准电压5V，带载能力50mA。本章小结本章主要阐述了电流型单端反激式开关电源的系统结构及其基本工作原理。比较了电压型控制和电流型控制的优缺点，而且分析了峰值电流型控制方法应用在反激式开关电源中的优越性。最后详尽地介绍了本设计所采用的电流型专用控制芯片UC3843的工作原理、特点及主要功能。第3章反激式开关电源数学模型反激式开关电源数学模型引言数学模型是人们研究物理现象的重要手段。精确的数学模型不仅能准确简洁地描述物理现象的本质和规律，同时也便于人们对其进行有效的设计计算和仿真分析。在电路设计中，为了分析、计算其稳态和动态性能及优化设计电路参数，常常需要建立一套准确的数学模型。本章主要在上一章的基础上，通过合理简化，建立一套电流型反激式单端输出高频开关电源的数学模型。为了方便后面分析，我们首先提出以下几个假设条件。开关电源为电感电流不连续型(DCM)的反激式电路结构。假设原、副方绕组之间100％耦合，无漏感。开关电源的工作频率fs，相应的周期为Ts。假设开关电源有一个原边绕组，匝数为Np，副边绕组的匝数为NS，输出的电压和电流分别为Vo、而，Po=VoIo。假定带有固定空气隙变压器铁芯的电感系数为AL。不计各绕组的电阻和电容的等效串联电阻。忽略MOSFET的导通压降和管子的开关时间，即认为管子开通和关断是在瞬间完成的。根据上述的假设条件，参考REF_Ref262729462\h图2.1的结构框图及上一章的原理分析，下面推导单端输出的电流型反激式开关电源在DCM条件下的数学模型。原边绕组回路模型的建立考虑到输入整流出的直流电压波动频率比开关频率小很多，所以可以认为输入电压在一个开关周期内为恒定直流量，设为Vin，同时利用前面的假设条件，即可导出原边绕组回路的数学模型。当功率开关管MOSFET导通时，在电感电流不连续的工作方式下，有下列电压方程：初始条件为：iP(0)=0；所以其中，DTs为开关管导通时间。在假设条件下，原边电流线性上升、并在MOSFET关断瞬间达到其峰值。其波形如REF_Ref262730015\h图3.1所示。图STYLEREF1\s3.SEQ图\*ARABIC\s11原边电流波形原边电流峰值为：在此过程中，原边绕组磁链变化为： 相应的峰值磁链为：变压器的磁通变化量为： 相应的峰值磁通为：在MOSFET关断期间，原边有以下方程： 变压器铁芯中的磁通变化量由副边回路决定，将在下面分析。在一个开关周期内原边电感存储的能量等于原边绕组的输入功率，即等于从Vin得到的功率为：副边绕组回路模型的建立在本节的分析中，假设以MOSFET关断的时刻作为副边回路的时间起点。副边回路的电压方程：考虑到输出整流二极管VD和变压器次级绕组压降妩，因此，当MOSFET关断时加在副边绕组上的实际电压为：副边绕组磁链的变化规律为：其中Ts为副边绕组的工作时间，即该绕组工作电流从最大值降为0的时间。铁芯中的磁通变化规律为：根据绕组计算，磁路中磁通变化量为：根据能量守恒定律，磁场的能量不能突变，即磁路中的磁场感应强度、磁通应保持不变，所以磁通初值为MOSFET关断时由原边计算的峰值磁通。即：或根据上式，由于副边绕组的电压恒定，所以磁链将以线性斜率下降到0，同时可知电流io(t)也将以线性下降到0。如REF_Ref262730371\h图3.2所示。图STYLEREF1\s3.SEQ图\*ARABIC\s12副边电感电流波形其中，电流峰值为：根据图3.2的波形可得副边输出负载电流与副沩电感峰佰电流的关系：副边输出负载电阻和副边电感峰值电流：当副边绕组电流下降到0之后，将保持为0，直到下一次MOSFET关断为止，重新重复上面的过程。电压电流检测回路模型的建立本文设计对象是电流型反激式开关电源，要同时对输出电压和电感电流进行控制，所以对电压和电流进行检测必不可少，建立其数学模型将为检测回路的设计提供理论依据。电压检测电路：在开关电源中，为了能得到稳定性好、精度高的输出电压，就得需要反馈电路对输出电压进行采样，并把所采的信号送到控制电路中进行比较放大处理，控制PWM脉冲占空比来稳定输出电压。至于反馈电路的形式，通常是依据输出电压所要求的精度而定。本电源的出电压反馈检测电路采用“PC817A+TL431稳压器”构成反馈检测电路。TL431是一个有好的热稳定性能的三端可调分流基准源。它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置，Vref范围从2.5V到36V内任意选择值。该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，例如，开关电源，数字电压表，运放电路、可调压电源等等。它可以把输出电压精度控制在±1％，因为光电耦合电路不仅实现输入输出之间隔离，同时也能很好地为电源的稳压控制电路提供信号传递通路。其原理结构如REF_Ref262730432\h图3.3所示。图STYLEREF1\s3.SEQ图\*ARABIC\s13电压检测回路其中是主输出电压VF光电二极管的正向导通压降；iF流过光电二极管电流；ic是光敏三极管的集电极电流；η是光电耦合系数；Vcc光耦的工作电压。电源的电压反馈信号经分压电阻(R17、R18)引入TL431，转化为电流反馈信号，经光耦隔离后输入至UC3843的控制端。若输出电压由于某种原因上升时，TL431稳压值不变，光耦二极管电流增大，使输出的PWM脉冲占空比减小，最终二次侧的电压回到稳定值。电流检测电路开关电源的电感电流检测方法有很多，有效且经济的方法是电阻检测、电流互感器检测，因电流互感器检测方法较复杂，故本文采用电阻检测法，直接用电阻检测原边电感电流。检测回路如REF_Ref262730501\h图3.4所示。图STYLEREF1\s3.SEQ图\*ARABIC\s14电流检测回路图中iP为原边电感电流，Vsense为电流检测所得到的电压信号。根据图易得：电流型反激式单输出开关电源系统的稳态数学模型在前面几节分析的基础上，本节给出电流型反激式单输出开关电源系统完整的稳态数学模型，为后面电路设计所需的参数提供理论依据。假设输入直流电压为Vin，输出电压分别为Vo，输出负载电阻为RL，则输出功率为：副边电流峰值：MOSFET关断时副边绕组承受的电压：副边绕组从原边得到的功率：如果不考虑原副边的电阻损耗和铁耗，原边输入到副边的功率为：占空比信号：原边峰值电流：电流采样电压峰值：电压采样值：其中VD为光耦中二极管的管压降。上面给出了电流型反激式单输出开关电源在DCM时各稳态值之间的关系，当输入交流电压和负载给定时，利用这些关系便可求出各稳态量的值，为实验提供理论依据。同时根据以上关系，可以在输入电压波动范围和输出负载要求确定时初步设计出满足要求的电路参数。本章小结本章对电流型反激式单输出开关电源的数学模型进行了研究分析，导出了功率变换、控制回路、电压电流采样电路各稳态值之间的数学关系，建立了系统工作在DCM条件下的稳态学模型，为后面开关电源的系统参数设计研究提供了理论依据。第4章电流型反激式开关电源的设计与硬件实现电流型反激式开关电源的设计与硬件实现引言高频开关电源以其体积小、重量轻、变换效率高等优点被广泛应用于计算机、通用设备、控制装置及家用电器等电子设备中。目前，各种新的电力电子器件、电磁材料、变换技术、控制理论及软件被不断应用到开关电源领域，以进一步提高效率，减小体积，降低成本，来满足不断提高的使用要求。本文前面各章节己经详细分析研究了电流型反激式开关电源的控制方法、稳态数学模型，并对闭环控制系统进行了稳态性能的理论分析，本章将在理论研究的基础上，以电流型专用集成控制芯片UC3843为核心，设计一单输出的电流型反激式开关电源。基于该芯片的单端反激式开关电源原理图如REF_Ref262730542\h图4.1所示。图STYLEREF1\s4.SEQ图\*ARABIC\s11基于UC3843构成的单端反激式开关电源该电路输出功率为100W，输出直流电压为+12V。可在直流输入电压18V～36V范围内自动稳压。输入电压经C2滤波后，输入到变压器初级线圈的一端和MOSFET的漏极。D4和D1构成钳位保护电路，用来抑制功率器件开关时，由于变压器漏感引起的尖峰电压的冲击，以保护功率开关管。D2为输出整流管，C11为储能电容，L1和C13、C14组成LC滤波电路，在输出端得到一个稳定的直流电压。辅助绕组两端电压经D3、C4整流滤波，得到驱动功率开关管所需的电压。TIA31并联稳压器内部集成了一个2.5V的精密基准电压、运算放大器和驱动器，作次级基准误差放大器用。输出电压经R17、R18分压取样后与TIA31的内部基准电压相比较，控制光耦的输入电流，光耦U2不仅对输入/输出起隔离作用，而且通过控制开关管控制极电流比的大小，来控制输出脉冲宽度，达到稳压的目的。C5用来减少输入电源引进的高频干扰。R15限定了光耦二极管的电流并限定控制回路的直流增益。功率要求和性能指标计算开关电源的基本参数输入电压：Udc=18~36V输出电压/电流：Uo=12V/lo=8.输出功率：PO=100W(TA=25℃电压纹波：±60mV电压调整率：S=±1%开关频率：200kHz电压效率：80％工作温度范围：TA=0~50℃最大占空比的确定Dmax是设计电路时的一个重要的参数，他对功率开关管、输出二极管的耐压与输出保持时间、输出滤波器的大小和变换率等都有很大影响。本设计选择Dmax=0.4，则最大导通时间为：初级钳位保护电路在功率MOSFET关断瞬间，高频变压器漏感会产生尖峰电压吮，另外在初级绕组上还会产生感应电压(即反向电动势)VOR，两者叠加在直流输入电压VI上，加至内部功率开关管MOSFET的漏极上。这就要求功率MOSFET至少能承受60V高压，所以V(BR)DS=60V。同时，如REF_Ref262730850\h图4.2所示，必须在漏极增加钳位保护电路，利用瞬态电压抑制器(TVS)器件来吸收尖峰电压的瞬间能量，使VOR+VIMAX<60V，保护MOSFET不受损坏。因此应选择钳位电压为60V的钳位二极管，VSl采用SMBJ18C型TVS，D1采用UF4007型超快恢复二极管(SRD)。在MOSFET截止瞬间，初级极性则变为上负下正，此时尖峰电压就被VSl吸收掉。图STYLEREF1\s4.SEQ图\*ARABIC\s12初级钳位保护电路电源输出整流电路输出整流二极管的选择取决于每个元件承受的最大电压，承受的最大峰值下向电流及流过的平均电流和有效电流值。反激式功率变换器中所使用的输出整流二极管主要在开关功率管截止期间导通，具有提供全部的输出负载电流的能力。输出整流管宜采用肖特基二极管，肖特基二极管是利用金属和半导体接触产生的势垒作用的二极管，它是以多数载流子工作的，因而在开关时没有少数载流子存储电荷和移动效应。其压降低、正向导通损耗小，能提高电源效率。此外肖特基二极管反向恢复时间短，在降低反向恢复损耗以及消除输出电压纹波方面有明显的优势。要求最高反向工作电压昧VRM=2V(BR)S为整流管实际承受的最大反向峰值电压，计算公式为V(BR)S=VO+VINMAXNS/Np。将值代入式中可求得V(BR)S=37V。整流管标称电流如ID=3IO，IO为最大连续输出电流。因而本电源选用12CWQ04F图STYLEREF1\s4.SEQ图\*ARABIC\s13输出整流电路功率开关管的选择由于开关管频率较高，f=200kHz，故选择MOSFET。考虑最坏的情况下，功率管的最大正向工作电压为36V。由于嵌位二极管的作用，功率管承受的最大反向截止电压最大为54V。流过功率管的峰值电流为，IP=15A，流过功率管的电流有效值为IRMS=13A，电流平均值为6A。考虑裕量及二极管的反向恢复电流，同时，为减小通态损耗，在考虑成本的情况下，可以适当选取较大电流定额。考虑余量选耐压54V以上的功率管。故选用其电压定额60V，电流定额为32A高频变压器的设计和绕制方法引言高频变压器是开关电源中进行能量储存与传输的重要部件，因为高频变压器决定了开关电源的体积和重量。同时变压器绕组采用有色金属，所以对成本影响也很大。单片开关电源中高频变压器性能的优劣，不仅对电源效率有较大的影响，而且直接关系到电源的其它技术指标和电磁兼容性(EMC)。为此，一个高效率的高频变压器应具备直流损耗和交流损耗低、漏感小、绕组的分布电容及各绕组间的耦合电容小等条件。开关电源中变压器的功能是把输入的高频高电压转变为所需要的高频低电压。所以实际工作情况与线性稳压电源中的电源变压器差别很大。线性稳压电源中变压器输入的是正弦交流电，而开关变压器的初级是开关电路的一部分，工作在直流高频斩波状态下。这是设计开关变压器的基本出发点。开关电源高频变压器的参数计算在单端反激式开关电源中，高频开关变压器既是储能元件又是传递能量的主体，设计难度较大，是一个十分关键的环节。设计的主要参数包括初级电感量Lp，变压器变比厅，初、次级绕组匝数NP，NS和反馈绕组匝数NF以及各绕组导线线径等。磁芯与骨架的选择我们选用PC40锰锌铁氧体材料制成的EI30型铁氧体磁芯。PC40属于高频低功耗电源铁氧体材料，该材料在25℃时饱和磁感应强度Bs=510mT，在100℃时Bs=400mT，EI型磁芯具有价格低廉，磁损耗低，适应性强等优点。高频变压器的磁芯的截面积Ae(cm2)与最大承受功率PM当开关电源的额定输出功率尸PO=100W时，设开关电源的效率η=80%，则高频变压器的额定输入功率PI=100W/80%=125W。带入式中求得Ae=1.31。因此选择Ae值比较接近的EI30型磁芯。从手册中可查出Ae=1.11cm2，L初级电感量Lp的计算当电路工作在电流临界连续状态时，初级电感量计算：IIP是初级峰值电流，其表达式为：其中KRP是初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值，在18V固定输入时，0．6<KRp<1．0，本电源在此取KRP=0.90(工作在断续模式)。输入直流的最小电压为18V；最大导通时间TON=Dmax/f占空比是漏极脉宽调制信号中的低电平时间t与周期T的百分比，Dmax是设定的最大占空比，本电源取Dmax=0.4；开关频率f=200kHz；电源预测效率值η=80%，。带入式中得到IIP=2.3A，Lp=18.虽然本电源是工作在断续模式下。考虑到选择电流连续模式能提高开关电源UC3843的利用率，因此我们在上述LP计算值的基础上，适当增大LP值，有利于该电源工作在电流连续模式。初级感应电压VOR当功率开关管关断且次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级侧。初级感应电压VOR是开关管断开期间初级感应到的电压值。其计算如下：确定变压器各绕组匝数变压器变比的计算当MOSFET关断时，储存在变压器初级中的能量开始向次级传递，次级绕组的电压VS可表示为：变压器次级电压VS与输出电压VO的关系：变压器变化比n：变压器初级、次级及反馈绕组匝数的计算根据法拉第电磁感应定律可得到初级线圈匝数NP的计算式：其中，单端反激式变压器工作磁通密度ΔB一般取饱和磁通密度Bs的一半，这里取ΔB=2BS/3=307mT。带入计算得NP=6.8，实取7匝。次级线圈NS=NPn=4.6，实取5匝。反馈绕组匝数的计算公式为：将VF=12V，VD=0.7V代入上式得NF=5匝。磁芯的气隙宽度反激式开关变压器在每个开关周期中，首先是初级先储存能量，然后再传递到次级，能量的储存其实是主要存储在气隙中，磁芯只起约束能量的作用。因此单端反激式变压器的磁芯，通常要加气隙来解决磁通复位的问题，不但可使变压器稳定正常工作，还能增大电源的输出功率，减小变压器的高频磁芯损耗及发热问题。将Ae=111mm2，Np=7匝，Lp=18.5H代入式中，得到Lg=0.37mm。气隙应加在磁芯的磁路中心处，要求Lg>0.051高频变压器的绕制高频变压器的结构如图4.7所示。NP、NS、NF别代表一次绕组、二次绕组和反馈绕组。绕制高频变压器的顺序如下：绕制一次绕组首先用3毫米宽的绝缘胶带在骨架上缠绕一层，然后缠绕两层(共7匝)Φ=0.16绕制反馈绕组把函0.16mm的漆包线用绕制二次绕组用Φ0.16mm的漆包线股并绕7N(均匀绕制并占满骨架)，最后在缠绕2设计单片开关电源高频变压器时的注意事项降低高频变压器损耗直流损耗：高频变压器的直流损耗是由线圈的铜损耗造成的。为提高效率，应尽量选择较粗的导线，并取电流密度J=4.10A/交流损耗：高频变压器的交流损耗是由高频电流的集肤效应以及磁芯的损耗引起的。高频电流通过导线时总是趋向于从表面流过，这会使导线的有效流通面积减小，并使导线的交流等效阻抗远高于铜本身的电阻。高频电流对导体的穿透能力与开关频率的平方根成反比，为减小交流阻抗，导线半径不得超过高频电流可达深度的2倍。比如，当f=200kHz时，导线直径理论上可取Φ=0.减小高频变压器的漏感在设计高频变压器时必须把漏感减至最小。因为漏感愈大，产生的尖峰电压幅度愈高，漏极钳位电路的损耗就愈大，这必然导致电源效率降低。减小漏感时可采取以下措施：减小初级绕组的匝数；增大绕组的宽度(例如选EE型磁芯，以增加骨架的宽度；增加绕组的高、宽比；减小各绕组之间的绝缘层；增加绕组之间的耦合程度。另外，为减小漏感，绕组应按同心方式排列。当次级匝数很少时，为了增加与初级的耦合，宜采用多股线平行并绕方式均匀分布在整个骨架上，以增加导线的流通面积。在开关电源的工作过程中，绕组的分布电容反复被充、放电，其上的能量都被吸收掉了。分布电容不仅使电源效率降低，它还与绕组的分布电感构成LC振荡器，会产生振铃噪声。初级绕组分布电容的影响尤为显著。为减小分布电容，应尽量减小每匝导线的长度，并将初级绕组的始端接漏极，利用一部分初级绕组起到屏蔽作用，减小相邻绕组的耦合程度。抑制高频变压器音频噪声高频变压器EE或EI型磁芯之间的吸引力，能使两个磁芯发生位移；绕组电流相互间的引力或斥力，也能使线圈产生偏移。上述因素均会使高频变压器在工作时发出音频噪声。10W以下单片开关电源的音频噪声频率约为10kHz~20kHz。为防止磁芯之间产生相对位移，通常以环氧树脂作胶合剂，将两个磁芯的3个接触面(含中心柱)进行粘接。但这种刚性连接方式的效果并不理想。因为这无法将音频噪声减至最低，况且粘合剂过多，磁芯在受机械应力时还容易折断。国外最近采用一种特殊的“玻璃珠"(GlassBeads)胶合剂，来粘合EE、EI等类型的铁氧体磁芯，效果甚佳。本章小结本章围绕着电流型反激式开关电源的设计和实现进行了研究。介绍了一种电流型单端反激式开关电源的设计方法。电源采用UC3843为核心，依据给定的技术参数，确定了整流、滤波、钳位保护、稳压及反馈电路的结构；选取功率变压器的铁芯型号并绕制了功率变压器，设计了一输出功率为100W、输出电压为12V的电源。第5章实验结果与分析实验结果与分析试验结果与波形电源输出经过LC滤波后，电源在额定功率输出时，输出电压的纹波如图5.1所示。由图可以看出，输出电压的纹波峰峰值为l3.1mV，输出纹波系数为0．11％。图STYLEREF1\s5.SEQ图\*ARABIC\s11输出波形图图STYLEREF1\s5.SEQ图\*ARABIC\s12MOSFET的D与S端之间的电压波形图STYLEREF1\s5SEQ图\*ARABIC\s13重载时3843的4脚(上)和6脚(下)的波形电压调整率：测试条件：Ro=6.24Ω即Po=23W表1电压调整率VIN(V)18202224262830323436VO(V)12.0112.0012.0012.0012.0012.0012.0012.0012.0012.00电压调整率<0.05%负载调整率：选在18V，24V，36V下分别测得数据如下表218Ｖ下负载调整率IO(A)0.511.522.533.544.55UO(V)12.0112.0012.0011.9911.9911.9811.9711.9611.9511.94表３24V下负载调整率IO(A)0.511.522.533.544.55Uo(V)12.0012.0011.9911.9911.9811.9711.9711.9611.9411.95表４36v下负载调整率Io(A)0.511.522.533.544.55UO(V)12.0112.0011.9911.9911.9911.9811.9811.9711.9711.97负载调整率<0.4%最大静态功耗：Uo=36，IIN=1mA；P静=0.036W试验结果分析单片开关电源纹波的产生机理单片开关电源与普通开关电源一样，首先把电网电压全波整流为直流电，经过高频开关变换由变压器降压，经高频二极管整流滤波后，得到稳定的直流电压输出。其自身含有大量的谐波干扰，同时由于变压器的漏感和输出二极管的反向恢复电流造成的尖峰电压都形成了电磁干扰源。输出纹波主要来源于四个方面：即输入低频纹波、高频纹波、共模纹波噪声、功率器件开关过程中产生的超高频谐振噪声等。低频纹波是与输入滤波电容容量相关的，频率为输入交流电源频率的两倍，该交流纹波经衰减后，在开关电源的输出端表现为低频噪声；高频纹波噪声来源于高频功率开关变换电路，输出电压是通过功率器件对直流电压进行高频开关变换而后整流滤波得到的，因此在输出端含有与开关工作频率相同频率的高频纹波；共模纹波噪声是由功率器件与散热器底板和变压器原、副边的寄生电容，以及导线上的寄生电感引起的；超高频谐振噪声来源于高频整流二极管反向恢复时二极管结电容、功率器件开关时功率器件结电容与线路寄生电感的谐振，频率一般为1~10MHz。此外，开关电源的反馈控制电路中设计参数不当也会使输出端的波动通过反馈网络进入调节器回路，导致调节器的自激振荡引起附加纹波。本电路中降低纹波的方法与措施 加大输出低频滤波的电感电容参数，以降低低频纹波。为了较好地消除高频纹波，本电源输出采用了LC滤波器。高频变压器的漏感也是形成尖峰干扰的重要原因，在绕制变压器时采取的措施参照上一章第四节。在变压器原边绕组并联瞬态电压抑制器VSl和超快恢复二极管D1，抑制在MOSFET关断时出现在MOSFET两端的电压尖峰。第6章结论与展望结论与展望结论本文通过对电流型反激式开关电源的基本原理、控制方法的系统分析，建立了一套系统较为完善的电流型反激式单输出开关电源运行在电感电流不连续模式时的稳态数学模型。本文主要的研究工作及结论主要包括如下几个方面：阐述了电流型控制开关电源的工作原理。并介绍了电流型控制方法中的峰值电流控制方法的优缺点，最后介绍了专用的电流型控制芯片——UC3843的内部结构及其工作原理。通过理论分析，导出了功率变换、控制回路、电压电流采样电路各稳态值之间的数学关系，建立了系统工作在DCM条件下的稳态数学模型。设计了一个单端反激式开关稳压电源。本开关电源采用UC3843控制芯片作为核心元件，然后利用LC滤波电路获得高质量的电压输出。该开关电源采用了一种较新的电路结构，弥补了开关电源输出纹波较大和线性电源体积大、功耗大的不足，具有一定创新性和先进性。通过电路的搭建与实验，掌握了开关电源设计的核心技术。取得了高频变压器设计的宝贵经验，得出了单片开关电源高频变压器的设计方法。在最初制作高频变压器时，其初级电感Lp与设计值相比过低，使得电源在输出功率仅为20W时芯片就提前进行过流保护，导致电源输出电流较小。后来在绕制变压器时适当的调整电感参数，使输出较为理想。设计了开关电源的滤波、整流、反馈及保护电路。就如何抑制开关电源输出电压纹波，提出了一些较为行之有效的方案和措施，并进行了相关实验。展望开关电源的研究是电力电子技术的一个重要研究方向，开关电源的设计涉及到电力电子技术多方面的知识。本设计是用了一种新型的电流控制型芯片。该芯片具有高集成度、高性能价格比、高频率、最简外围电路。所以，本设计的电源体积比较小频率也较高。由于电源频率提高了，那效率就是一个需考虑的重要环节。所以，在考虑采用同步整流器以减小功率管的开关损耗方面还需要进一步研究；其次，本电源只是一单路输出电源，其实还可以设计多路电压输出，在将来的工作中可做进～步研究；包括本文在内，目前关于开关电源的功率变压器的绕组泄漏电感对系统影响问题还没有进行深入研究，因此研究漏感对系统的数学模型及输出电压纹波的影响将是开关电源的一个重要方向。致谢PAGE37参考文献杨旭，裴云庆，王兆安．开关电源技术．机械工业出版社，2004，01.沙占友．单片开关电源最新应用技术．机械工业出版社，2003，01．林渭勋．电力电子电路．浙江大学出版社，2002，07．张占松，蔡宣三．开关电源的原理与设计．电子工业出版社，1999，02．赵修科．开关电源中磁性元器件．南京航空航天大学自动化学院，2004，8．慕政平．新型单片开关电源的设计．现代电子技术，2005(13)：105～106Abrahaml.Pressman．开关电源设计（第二版）．电子工业出版社，2008，7~17致谢我首先要感谢广州致远电子有限公司电源事业部的卢玉林工程师在实习期间给予悉心指导，感谢周鹰老师毕设过程给予帮助！外文资料原文PAGE39外文资料原文High-frequencyswitchingp