电压可调稳压电源技术研究-毕业设计论文

47-摘要随着电力电子技术的发展，电源在各个系统中的核心作用日趋明显。系统要求电源提供长期稳定的电压，而市电电压的不稳定又使传统电源难以实现输出电压长期稳定的功能，过大的电压偏差可能会导致设备的永久损坏。开关电源正由于其输出电压长期稳定。而且轻巧，高效，高可靠性的优点得到了越来越广泛的发展与应用。本论文设计以BOOST变换器为核心，辅以必要的控制电路及外围电路，构成了一个开关稳压电源。控制模块由单片机、D/A转换芯片DAC0832及PWM控制芯片TL494组成。单片机根据输入产生8位控制信号，通过D/A转换成电压后控制TL494产生PWM信号，驱动BOOST变换器中的MOSFET管启动，实现电压的稳定输出。TL494自带的电压比较器接收来自输出电压的采样信号，调整PWM的脉冲宽度，实现输出电压的稳定。同时，系统利用单片机内部A/D对输出电压进行采样，将数字信号返回到单片机，实现输出电压与输出电流的显示功能。关键词：BOOST变换器PWM控制芯片TL494单片机ATmega16LABSTRACTWiththedevelopmentofpowerelectronicstechnology.Powerinthevarioussystemsinthecentralrolehasbecomemoreevident.Systemrequirementstoprovidelong-term，stablepowersupplyvoltage.Theelectricityvoltageinstabilityandthetraditionalpoweroutputvoltagedifficulttoachievelong-termstabilityofthefunction.Toomuchvoltagedeviationsmayresultinpermanentdamagetotheequipment.Switchingpowersupplyoutputvoltageispreciselybecauseofitslong-termstability.Andlightweight，highlyefficient，high-reliabilityadvantages.Gainingmorewidespreaddevelopmentandapplication.ThispaperdesignedtoBOOSTconverterasthecore.Supplementedbythenecessarycontrolcircuitandexternalcircuit，constitutesaswitchingpowersupply.ControlmodulefromtheSCM，D/AconverterchipDAC0832andPWMcontrolchipTL494composition.SCMbasedontheinputgeneratedeightcontrolsignals.ThroughD/AconvertedintoavoltagecontrolTL494PWMsignal，drivingBOOSTconverterMOSFETinthestart，andtheoutputvoltage.TL494built-involtagecomparatortoreceivethesamplefromtheoutputvoltagesignal.PWMadjustthepulsewidth.Realizationofstableoutputvoltage.Atthesametime，thesystemofinternalmicrocontrollerA/Dsamplingtheoutputvoltage，thedigitalsignalwillreturntotheSCM，andtheoutputvoltageandoutputcurrentdisplayfeatures.Keywords:BOOSTconvertersPWMcontrolchipTL494SCMATmega16L目

录第一章绪论 -1-1.1开关电源的基本概念 -1-1.2开关电源的发展 -2-1.3开关电源的技术动态和要点 -4-第二章开关电源的基本分类和工作原理 -7-2.1开关电源的基本分类 -7-2.2开关电源的基本工作原理 -11-第三章BOOST变换器工作原理 -15-3.1BOOST变换器工作原理 -15-3.2BOOST变换器电路特性分析 -16-第四章电压可调开关稳压电源的设计 -23-4.1性能特点及技术指标 -23-4.2论文设计的方案论证 -23-4.3开关电源电路中关键元器件的选择与设计 -26-4.4开关电源的电路设计 -33-第五章开关稳压电源的设计总结 -39-5.1开关稳压电源设计的数据测试 -39-5.2波形仿真 -40-5.3测试结果分析及数据计算 -41-结论 -43-参考文献 -44-致谢 -45-附录 -46-第一章绪论1.1开关电源的基本概念电源是将各种能源转换成为用电设备所需电能的装置，是所有靠电能工作的装置的动力源泉。直流开关电源是一种由占空比控制的开关电路构成的电能变换装置，用于交流—直流或直流—直流电能变换，通常称其为开关电源（SwitchedModePowerSupply-SMPS）其功率从零点几瓦到数十千瓦，广泛用于生活、生产、科研、军事等各个领域。彩色电视机、VCD播放机等家用电器、医用X光机、CT机，各种计算机设备，工业用的电解、电镀、充电、焊接、激光等装置，以及飞机、卫星、导弹、舰船中，都大量采用了开关电源。顾名思义，开关电源的核心为电力电子开关电路，根据负载对电源提出的输出稳压或稳流特性的要求，利用反馈控制电路，采用占空比控制方法，对开关电路进行控制。开关电源的这一技术特点使其同其他形式的电源，如采用调整管的线性电源和采用晶闸管的相控电源相比具有两个明显的优点。1.效率高采用占空比控制的开关电源，在理想情况下，只进行能量的变换而没有损耗。实际上，电路中开关器件存在通态压降、断态漏电流、开关损耗等非理想因素，电感和电容元件也有等效串联电阻和漏电流等非理想因素，所以存在损耗。但电路的总效率仍能达到85%~98%，远远高于靠动态电阻调节的线性电源，通常比相控电源的效率也要高些。2.体积小、重量轻开关电源采用较高的开关频率，一般高于20kHz这一人耳的听觉极限。因此电路中的电感、电容等滤波元件和变压器都大大减少。而线性电源和相控电源通常都需要采用很大的滤波元件和笨重庞大的工频变压器。所以在同等功率的条件下，开关电源的体积和重量仅为线性电源和相控电源时的1/10。另外，开关电源的效率较高，需要的散热器也较小，这在很大程度上减小了体积和重量。同时，还节省了很多硅钢片、铜、铝等原材料。因为具有这些优点，开关电源的应用越来越广泛，大有取代线性电源和相控电源的趋势。值得注意的是，开关电源的输出噪声和纹波一般比线性电源大，所以在需要非常低的噪声与纹波（如纹波峰峰值要小于5~10mV）的情况下，仍需要线性电源，由于大功率全功率非常大（1MW以上）时，仍需采用相控电源。但随着控制技术和元器件技术的不断发展，开关电源的各方面的性能都在不断提高，容量也在不断扩大。1.2开关电源的发展1.2.1开关电源的发展史随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。传统的晶体管串联调整稳压电源是连续控制的线性稳压电源。这种传统稳压电源技术比较成熟，并且已有大量集成化的线性稳压电源模块，具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点。但其通用都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，很难满足现代电子设备发展的要求。20世纪50年代，美国宇航局以小型化、重量轻为目标，为搭载火箭开发了开关电源。在近半个多世纪的发展过程中，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛应用于电子整机与设备中。20世纪80年代，计算机全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。20世纪90年代，开关电源在电子、电器设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速发展期。并且自开关稳压电源问世后，在很多领域逐步取代了线性稳压电源和晶闸管相控电源。早期出现的是串联型开关电源，其主电路拓扑与线性电源相仿，但功率晶体管工作于开关状态。随着脉宽调制（PWM）技术的发展，PWM开关电源问世，它的特点是用20kHz的载波进行脉冲宽度调制，电源的效率可达65%~70%，而线性电源的效率只有30%~40%。因此，用工作频率为20kHz的PWM开关电源替代线性电源，可大幅度节约能源，从而引起了人们的广泛关注，在电源技术发展史上被誉为20Khz革命，随着超大规模集成(ultra-large-scale-integrated-ULSI)芯片尺寸的不断减小电源的尺寸与微处理器相比要大得多；而航天、潜艇、军用开关电源以及用电池的便携式电子设备(如手提计算机、移动电话等)更需要小型化、轻量化的电源。因此，对开关电源提出了小型轻量要求，包括磁性元件和电容的体积重量也要小。此外，还要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等。这一切高新要求便促进了开关电源的不断发展和进步。40多年来，开关电源经历了三个重要发展阶段：第一个阶段是功率半导体器件从双极型器件(BPT、SCR、GT0)发展为MOS型器件（功率MOS-FET、IGBT、IGCT等），使电力电子系统有可能实现高频化，并大幅度降低导通损耗，电路也更为简单。第二个阶段自20世纪80年代开始，高频化和软开关技术的研究开发，使功率变换器性能更好、重量更轻、尺寸更小。高频化和软开关技术是过去20年国际电力电子界研究的热点之一。第三个阶段从20世纪90年代中期开始，集成电力电子系统和集成电力电子模块(IPEM)技术开始发展，它是当今国际电力电子界亟待解决的新问题之一。1.2.2开关电源的技术追求和发展趋势开关型稳压电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。以功率晶体管（GTR）为例，当开关管饱和导通时，集电极和发射极两端的压降接近零；当开关管截止时，其集电极电流为零。所以其功耗小，效率可高达70%~95%。而功耗小，散热器也随之减小。开关型稳压电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器。此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。因此开关电源具有重量轻、体积小等优点。另外，由于功率小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V(10%)，而开关型稳压电源在电网电压在110~260V范围内变化时，都可获得稳定的输出电压。开关电源的高频化是电源技术发展的创新技术，高频化带来的效益是使开关电源装置空前地小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。目前市场上开关电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的开关电源转换频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路，这种工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度，理论上开关损耗为零，噪声也很小，这是提高开关电源工作频率的一种方式。采用谐振开关式的兆赫级变换器已经实用化。开关电源的技术追求和发展趋势可以概括为以下四个方面。1.小型化、薄型化、轻量化、高频化——开关电源的体积、重量主要是由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是开关电源的主要发展方向。2.高可靠性——开关电源使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使用较少的器件，提高集成度。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。3.低噪声——开关电源的缺点之一是噪声大。单纯地追求高频化，噪声也会随之增大，采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以提高频率又可以降低噪声。所以，尽可能地降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。4.采用计算机辅助设计和控制——采用CAA和CDD技术设计最新变换拓扑和最佳参数，使开关电源具有最简结构和最佳工况。在电路中引入微机检测和控制，可构成多功能监控系统，可以实时检测、记录并自动报警等。开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展密切相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件，开发高频用的低损磁性材料，改进磁元件的结构及设计方法，提高滤波电容的介电常数及降低其等效串联电阻等，对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。总之，人们在开关电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着开关电源以每年超过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展。1.3开关电源的技术动态和要点开关电源自20世纪90年代中期问世以来便显示出强大的生命力，它作为一项颇具发展前景和影响力的新产品，引起了国内外电源界的普遍关注。开关电源具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等特点，现己成为开发中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。目前，开关电源正朝着短、小、轻、薄、节能、安全的方向发展，涌现出许多开关电源的新技术和新产品。开关电源技术包含以下重要的组成部分：1.元器件技术包括涉及开关器件的电力电子器件技术和涉及变压器、电感等主要磁性元件的磁技术，以及涉及电容等其他无源元件的技术。2.电路技术主要研究各种基本开关电路和相应的软开关电路，以及各种吸收电路等。3.控制技术主要研究适用于开关电源的各种开关控制方法，如电压模式控制和各种电流模式控制等。4.电磁兼容技术研究开关电源中电磁干扰的产生、传播和抑制等问题。5.散热技术利用传热学理论，分析和解决开关电源主要发热元件的散热问题。自20世纪90年代以来，开关电源的发展更是日新月异。许多新的领域和新的要求又对开关电源提出了更新更高的挑战。如果从一个开关电源的输入和输出窗口观察，我们可以发现，输入的要求变得更严了，不符合IEC1000-3-2标准的产品将陆续被淘汰；输出则派生出了许多特殊的应用领域，研制和开发的难度变得更大了。正是由于外界的这些要求推动了两个开关电源的分支技术一直成为当今电力电子的研究课题，它们是有源功率因数校正技术和低压大电流高功率DC/DC变换技术。另外由于技术性能和要求的提高，使得许多相关技术课题的研究，例如EMI技术、PCBLayout问题、热理论的分析、集成磁技术、新型电容技术、新型功率器件技术、新型控制以及结构和工艺等正在迅速增加。1.4本论文的内容及研究意义本论文通过利用单片机控制的开关电源，可使开关电源具备更加完善的功能，智能化进一步提高，便于实时监控。其功能主要包括对运行中的开关电源进行检测、自动显示电源状态；通过按键进行编程控制；进行故障自诊断，对电源功率部分实现自动监测；对电源进行过压、过流保护；进行实时控制等。直流稳压电源是电子技术常用的设备之一，广泛的应用于教学、科研等领域。传统的多功能直流稳压电源功能简单、难控制、可靠性低、干扰大、精度低且体积大、复杂度高。普通直流稳压电源品种很多，但均存在以下二个问题:1)输出电压是通过粗调(波段开关)及细调(电位器)来调节。这样，当输出电压需要精确输出，或需要在一个小范围内改变时(如1.05～1.07V)，困难就较大。另外，随着使用时间的增加，波段开关及电位器难免接触不良，对输出会有影响。2)稳压方式均是采用串联型稳压电路，对过载进行限流或截流型保护，电路构成复杂，稳压精度也不高。在家用电器和其他各类电子设备中，通常都需要电压稳定的直流电源供电。但在实际生活中，都是由220V的交流电网供电。这就需要通过变压、整流、滤波、稳压电路将交流电转换成稳定的直流电。滤波器用于滤去整流输出电压中的纹波，一般传统电路由滤波扼流圈和电容器组成，若由晶体管滤波器来替代，则可缩小直流电源的体积，减轻其重量，且晶体管滤波直流电源不需直流稳压器就能用作家用电器的电源，这既降低了家用电器的成本，又缩小了其体积，使家用电器小型化。传统的直流稳压电源通常采用电位器和波段开关来实现电压的调节，并由电压表指示电压值的大小。因此，电压的调整精度不高，读数欠直观，电位器也易磨损。而基于单片机控制的直流稳压电源能较好地解决以上传统稳压电源的不足。随着科学技术的不断发展，特特别是在一些高能物理领域，急需电脑或单片机控制的低纹波、宽调整范围的电源。第二章开关电源的基本分类和工作原理2.1开关电源的基本分类2.1.1开关电源的分类开关型稳压电源的种类很多，分类方法也有多种。从推动功率管的方式来分可分为自激式和它激式，在自激式开关电源中由开关管和高频变压器构成正反馈环路来完成自激振荡；它激式开关稳压电源必须附加一个振荡器，振荡器产生的开关脉冲加在开关管上，控制开关管的导通和截至。按开关管的个数及连接方式可分为单端式、推挽式、半桥式和全桥式等，单端式开关电源仅用一个开关管，推挽式和半桥式采用两个开关管，全桥式则采用四个开关管。按开关管的连接方式，开关电源分为串联型与并联型开关电源，串联型开关电源的开关管是串联在输入电压与输出负载之间的，属于降压式稳压电路；而并联型开关电源的开关管是并联在开关电源之间的，属于升压式电路。1.单端反激式开关电源单端反激式开关电源的典型电路如图2-1所示。电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激，是指当开关管VT1导通时，高频变压器T初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1处于截止状态，副边上没有电流通过，能量储存在高频变压器的初级绕组中。当开关管VT1截止时，变压器T副边上的电压极性颠倒，使初级绕组中存储的能量通过VD1整流和电容C滤波后向负载输出。单端反激式开关电源电路简单、所用元件少，输出与输入间有电气隔离，能方便的实现单路或多路输出，开关管驱动简单，可通过改变高频变压器的原、副边绕组匝比使占空比保持在最佳范围内，且有较好的电压调整率。其输出功率为20～100W。它也有其一定的缺点，如开关管截止期间所受反向电压较高，导通期间流过开关管的峰值电流较大。但这可以通过选用高耐压、大电流的高速功率器件，在输入和输出端加滤波电路等措施加以解决。单端反激式开关电源使用的开关管VT1承受的最大反向电压是电路工作电压值的两倍，工作频率在20～200kHz之间。

图2-1单端反激式开关电源2.单端正激式开关电源单端正激式开关电源的典型电路如图2-2所示。这种电路在形式上与单端反激式电路相似，但工作情形不同。当开关管VT1导通时，VD2也导通，这时电网向负载传送能量，滤波电感L储存能量：当开关管VT1截止时，电感L通过续流二极管VD3继续向负载释放能量。在电路中还设有钳位线圈与二极管VD1，它可以将开关管VT1的最高电压限制在两倍电源电压之间。为满足磁芯复位条件，即磁通建立和复位时问应相等，所以电路中脉冲的占空比不能大于50%。由于这种电路在开关管VT1导通时，通过变压器向负载传送能量，所以输出功率范围大，可输出50~200W的功率。电路使用的变压器结构复杂，体积也较大，因此这种电路的实际应用较少。图2-2单端正激式开关电源3.自激式开关稳压电源自激式开关稳压电源的典型电路如图2-3所示。当接入电源后在R1给开关管VT1提供启动电流，使VT1开始导通，其集电极电流Ic在L1中线性增长，在L2中感应出使VT1基极为正，发射极为负的正反馈电压，使VT1很快饱和。与此同时，感应电压给C1充电，随着C1充电电压的增高，VT1基极电位逐渐变低，致使VT1退出饱和区，Ic开始减小，在L2中感应出使VT1基极为负、发射极为正的电压，使VT1迅速截止，这时二极管VD1导通，高频变压器T初级绕组中的储能释放给负载。在VT1截止时，L2中没有感应电压，直流供电输人电压又经R1给C1反向充电，逐渐提高VT1基极电位，使其重新导通，再次翻转达到饱和状态，电路就这样重复振荡下去。这里就像单端反激式开关电源那样，由变压器T的次级绕组向负载输出所需要的电压。

自激式开关电源中的开关管起着开关及振荡的双重作用，也省去了控制电路。电路中由于负载位于变压器的次级且工作在反激状态，具有输入和输出相互隔离的优点。这种电路不仅适用于大功率电源，亦适用于小功率电源。

图2-3自激式开关电源4.推挽式开关电源推挽式开关电源的典型电路如图2-4所示。它属于双端式变换电路，高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的两侧。电路使用两个开关管VT1和VT2，两个开关管在外激励方波信号的控制下交替的导通与截止，在变压器T次级绕组得到方波电压，经整流滤波变为所需要的直流电压。这种电路的优点是两个开关管容易驱动，主要缺点是开关管的耐压要达到两倍电路峰值电压。电路的输出功率较大，一般在100~500W范围内。

图2-4推挽式开关电源

5.降压式开关电源降压式开关电源的典型电路如图2-5所示。当开关管VT1导通时，二极管VD1截止，输入的整流电压经VT1和L向C充电，这一电流使电感L中的储能增加。当开关管VT1截止时，电感L感应出左负右正的电压，经负载RL和续流二极管VD1释放电感L中存储的能量，维持输出直流电压不变。电路输出直流电压的高低由加在VT1基极上的脉冲宽度确定。图2-5降压式开关电源6.升压式开关电源升压式开关电源的稳压电路如图2-6所示。当开关管VT1导通时，电感L储存能量。当开关管VT1截止时，电感L感应出左负右正的电压，该电压叠加在输人电压上，经二极管VD1向负载供电，使输出电压大于输人电压，形成升压式开关电源。图2-6升压式开关电源7.反转式开关电源反转式开关电源的典型电路如图2-7所示。这种电路又称为升降压式开关电源。无论开关管VT1之前的脉动直流电压高于或低于输出端的稳定电压，电路均能正常工作。当开关管VT1导通时，电感L储存能量，二极管VD1截止，负载RL靠电容C上次的充电电荷供电。当开关管VT1截止时，电感L中的电流继续流通，并感应出上负下正的电压，经二极管VD1向负载供电，同时给电容C充电。降压式、升压式、反转式开关电源的高压输出电路与副边输出电路之间没有绝缘隔离，统称为斩波型直流变换器。图2-7反转式开关电源2.1.2开关电源的选择一般来说，功率很小的电源（1～100W）采用电路简单、成本低的反激型电路较好；当电源功率在100W以上且工作环境干扰很大、输入电压质量恶劣、输出短路频繁时，则应采用正激型电路；对于功率大于500W、工作条件较好的电源，则采用半桥或全桥电路较为合理；如果对成本要求比较严，可以采用半桥电路；如果功率很大，则应采用全桥电路；推挽电路通常用于输入电压很低、功率较大的场合。2.2开关电源的基本工作原理2.2.1开关稳压电源的基本工作原理开关稳压电源按控制方式分为调宽式和调频式两种。在目前开发和使用的开关电源电路中，绝大多数为脉宽调制型，即为PWM技术。PWM技术，全称脉冲宽度调制（PulsewidthModulation，PWM）技术，是通过对一系列脉冲的宽度进行调制来等效地获得所需波形（含形状和幅值）的。PWM控制技术主要是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从事测量、通信到功率控制与变换的诸多领域。PWM开关稳压电源的基本工作原理就是在输入电压、内部参数以及外接负载变化的情况下，控制电路通过被控信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压被控制信号稳定。调宽式开关稳压电源的控制原理如图2-8所示。对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Uo可由公式(2-1)计算：

(2-1)式中Um—矩形脉冲最大电压值；T—矩形脉冲周期；T1—矩形脉冲宽度。当Um与T不变时，直流平均电压Uo将与脉冲宽度T1成正比。这样，只要设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可达到稳定电压的目的。图2-8脉宽调制式开关电源控制原理图开关稳压电源的电路原理框图如图2-9所示。图2-9开关电源电路框图交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压通过功率转换电路进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。反馈控制电路为脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。这部分电路目前己集成化，制成了各种开关电源专用集成电路。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。2.2.2开关电源有两种工作模式，一种是连续模式CUM(ContinuousMode)，另一种是非连续模式DUM(DiscontinuousMode)。这两种模式的开关电流波形分别如图2-11(a)，(b)所示。

(a)连续模式；(b)非连续模式图2-11两种模式的开关电流波由图可见，在连续模式下，初级开关电流是从一定幅度开始增大的，上升到峰值再迅速回零。其开关电流波形成梯形。这表明，因为在连续模式下，储存在高频变压器中的能量在每个开关周期内并未全部释放掉，所以下一开管周期具有一个初始能量。采用连续模式可减小初级峰值电流IP和有效值电流IRMS，降低芯片的功耗。但连续模式要求增大初级电感量LF，这会导致高频变压器的体积增大。综上所述，连续模式适用于选输出功率较小的TOPSwitch和尺寸较大的高频变压器。非连续模式的开关电流则是从零开始上升到峰值，再降至零的。这意味着储存在高频变中的能量必须在每形个开关周期内完全释放掉，其开关电流波形呈三角形。非连续模式下的IP，IRMS值较大，但所需要的IP较小。

2.2.3开关电源的调制方式在开关电源中，所谓的调制方式，就是利用电压的改变，去控制另一种波形的改变，最后达到能控制输出电压的改变，同时还能控制输出电压稳定的一种技术措施。开关电源电路中主要有以下两种方法调制输出电压：第一，保持开关工作频率不变，即开关时间周期T=Ton+Toff保持恒定，控制功率开关管的导通时间Ton，常称为脉冲宽度调制，即PWM。PWM因为是保持周期不变，而改变脉冲宽度，所以占空比(D=Ton/T)与脉冲宽度成正比。第二，保持开关导通时间不变，改变工作频率，常称为脉冲频率调制，即PFM。PFM因为是改变频率，也就是改变了周期，但脉冲宽度保持不变，所以占空比与周期成反比。与PWM相比，PFM输出电流小，当输出电压大于一定值时，功率开关管会被关断，所以消耗的电流会很小。因此在轻负载或者空载时，PFM调制方式的芯片功耗较小，效率较高。PWM在低负载的时候，效率较低，但在负载较重情况下效率很高，频率特性好，电压调整率高，线性度高，输出电压纹波较小，开关频率固定，所以噪声滤波器设计容易，消除噪声也容易，从而被广泛利用在对噪声要求较高的场合，目前开关电源大多采用PWM调制方式。PWM开关电源基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行反馈，调节主电路功率开关管的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。PWM的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。实现PWM时，保持开关频率恒定，常采用控制电压信号VC与锯齿波信号比较来控制功率开关管通断时间，如图2-12所示：图2-12脉冲宽度调制(PWM)方框图及控制波形PWM主要是保持固定的开关频率，并可以通过改变电感的充电、放电时间来保持稳定的负载电压。因此这种调制方式能够在较宽的负载范围内保持较高的转换效率。此外，由于开关频率是固定的，因而使得噪声频谱的带宽很窄。这样，简单的低通滤波器就可以大大降低输出电压的纹波，因此，这种控制结构广泛应用于电信设备等对噪声干扰较为敏感的应用系统。第三章Boost变换器工作原理开关电源的基本结构如图3-1所示，图3-1中的DC-DC变换器用来进行功率变换，是开关电源实现电压变换的核心部分，负反馈回路的作用是采样开关电源的输出电压，与基准电压进行误差比较，差值经过补偿放大后输入到调制器中，用来控制调制器的输出脉冲序列信号δ(t)，再经过驱动器电路控制DC-DC变换器中的功率开关管的通断时间，从而改变输出电压大小。图3-1开关电源基本结构原理图DC-DC变换器通常由储能电感，输出电容，二极管以及功率开关管构成，随着这些元件的配置或连接方式的不同，DC-DC变换器有不同拓扑结构，总体上可以分为两种基本类型：非隔离型（在工作期间输入电源和输出负载共享一个电流通路）和隔离型（能量转换用一个相互耦合磁性组件变压器来实现的，而且从电源到负载的耦合借助于磁通而不是共同的电流）。其中非隔离型又可分为：Buck（降压）型，Boost（升压）型，Buck-Boost（升降压）型，Cuk型，Sepic型，Zeta型等等这些拓扑结构。而隔离型则有以下几种类型：正激型，反激型，半桥型，全桥型，推挽型等等。本论文设计的是一种电压可调升压型开关稳压电源，采用Boost变换器作为开关电源的主电路，因此本章主要对Boost变换器的原理做详细介绍。3.1Boost变换器工作原理图3-2Boost变换器电路结构图Boost变换器的电路结构如图3-2所示，它由功率开关管V、二极管VD、储能电感L、滤波电容C等组成，这里我们假设各个元件为理想器件。令功率开关管V的转换周期为T，功率开关信号的导通时间为Ton，截止时间为Toff，它的占空比为D(D=Ton/T)。此电路的工作原理如下：当功率开关管导通，二极管截止时(t=0~DT)，其等效电路如图3-3(a)所示：图3-3Boost变换器两种开关状态的等效电路功率开关管导通期间，电流iL流过储能电感，电流线性增加，电能以磁能形式储在储能电感L中。此时电容C放电，R上流过电流Io，R两端为输出电压Vo，极性上正下负。由于功率开关管导通，二极管阳极接Vi负极电位，二极管承受反向电压，所以电容不能通过功率开关管放电；当功率开关管截止，二极管导通时(t=DT~T)，其等效电路如图3-3(b)所示。由于电感电流iL不能突变，因此电感L的磁场将改变电感L两端的电压极性以保持iL不变。这样电感L磁能转化成的电压VL与电源Vi串联，以高于Vo电压向电容C、负载R供电。在此期间，电感把前一阶段存储的能量全部释放给负载和电容。显然，功率开关管导通时间越长，即D越大，负载获得的能量越多，输出电压越高。由于VL+Vi向负载R供电时，Vo高于Vi，故称它为升压变换器。3.2BOOST变换器电路特性分析按电感电流iL在周期开始时是否从零开始，变换器的工作状态通常可以分为两种模式，分别是连续导电模式和不连续导电模式。在连续导电模式下，变换器在整个开关周期中电感电流是连续变化的；而在不连续导电模式下，功率开关管截止后，电感电流在功率开关管下次导通之前会下降到零，两种工作模式的电路特性是不同的。3.2.1Boost变换器工作在连续导电模式的电路特性首先讨论Boost变换器工作在连续导电模式的情况。分析时假设Boost变换器各个元件为理想器件，输入电压、输出电压、输出负载电流和占空比都保持固定不变。Boost变换器主要参量的稳态波形如图3-4所示：图3-4连续导电模式下Boost变换器主要变量稳态波形由图3-4(b)中VL的波形可知电感电压VL的表达式为：(3-1)根据稳态条件下电感电压伏-秒平衡规律有：(3-2)由式(3-2)可得连续导电模式Boost变换器的电压增益M为：(3-3)由于电路中的元件都是理想的，变换器的效率为1，所以输入输出的电流比为：(3-4)由图3-4(a)可知，在Boost变换器中，电感电流的平均值IL等于输入电流Ii，电感电流纹波(峰值到平均值)为：(3-5)峰峰值为：(3-6)3.2.2Boost变换器工作在不连续导电模式的电路特性如果电感值太小，电流线性下降快，即在电感中能量释放完时，尚未达到功率开关管重新导通时刻，因而能量得不到及时的补充，这就使变换器进入了不连续导电模式。这时，变换器在一个周期中有三个状态，即(a)t=(0-D1T)期间，功率开关管导通，二极管截止；(b)t=D1T-(D1+D2)T期间，功率开关管截止，二极管导通；(c)t=(D1+D2)T-T期间，功率开关管截止，二极管亦截止。它们的等效电路分别如图3-5(a)、图3-5(b)和图3-5(c)所示：图3-5Boost变换器工作在不连续导电模式的等效电路假定条件与前相同。不连续导电模式下Boost变换器几个主要变量的稳态波形如图3-6所示：图3-6不连续导电模式Boost变换器几个主要变量的波形由图3-6(b)可知，电感电压的表达式为：(3-7)根据稳态条件下电感电压伏-秒平衡规律可得：(3-8)解得不连续导电模式Boost变换器的电压增益M为：(3-9)由式(3-9)可知，不连续导电模式Boost变换器的电压增益不仅与导通比D1有关，还与D2有关，而D2取决于电路参数。D2与电路参数的关系推导如下：由图3-6(a)可知，iL的波形为三角形，其面积在T时间内平均值即为Ii，Ii可以表示为：(3-10)而由于忽略损耗有：(3-11)联立式(3-10)和式(3-11)，解得：(3-12)式(3-12)中K为无量纲参数，由下式决定：(3-13)考虑到式(3-9)，可得：(3-14)由式(3-9)和式(3-12)可得：(3-15)将式(3-14)代入式(3-15)可得：(3-16)式(3-16)所示的关系的图解形式如图3-7所示：图3-7不连续导电模式Boost变换器的稳态电压变化（包括连续导电模式）由图3-7可以看出，连续导电模式特性是非线性的，M随D1迅速增加。相反在不连续导电模式时，M与D1的关系却很接近直线。这可理解如下：对式(3-16)成立的多数场合有：(3-17)因此，式(3-16)可近似为：(3-18)对于D1=0.5，K=0.02情况，分别用式(3-16)和式(3-18)计算的结果其误差小于1%。因此，用式(3-18)计算出的结果对多数场合是足够准确的。3.2.3连续导电模式与不连续导电模式的临界条件在连续导电模式和不连续导电模式中有个临界状态，即电感电流刚好在周期时间T下降为0，分析这个时候的电路特性，有助于选择电感值L使开关电源适应于特定的工作场合。由图3-8(a)可知，随着电感电流纹波(峰值到平均值)Δi的不同，电路有不同的工作模式：1.当Δi<Ii时，电路工作在连续导电模式。2.当Δi=Ii时，电路工作在临界条件。3.当Δi>Ii时，电路工作在不连续导电模式。由Ii的表达式(3-11)和Δi的表达式(3-5)，可以知道K=2L/RT存在一个临界条件2L/RT=Kcrit，化简后得到Kcrit的表达式为：(3-19)或(3-20)当K>Kcrit时为连续导电模式，K<Kcrit时为不连续导电模式。Kcrit与M，Kcrit与D1关系图的通过MATLAB软件画出，如图3.8(a)和图3.8(b)所示，由图3.8可以看出，Kcrit存在最大值，如果K>4/27(近似0.15)，Boost变换器永远工作在连续导电模式；当K<4/27时，存在改变导电模式的上限和下限。例如，当Kcrit=0.05时，在D1=0.05处，导电模式将由连续变为不连续。在D1=0.73处，导电模式又由不连续变为连续。由图3-8可以看出，随着K的加大，不连续导电模式存在的范围变小。图3-8Boost变换器的导电模式实际应用中，占空比D和负载电阻R（负载电流）可由开关稳压电源应用条件所确定，开关周期T一般情况下都是固定的，我们可以选择不同的电感值的电感L使变换器工作在一个固定的模式，当电感值大使芯片工作在连续导电模式下时，可以提供大的输出电流，电感的纹波电流和峰值电流较小，降低了电感内的磁芯损耗和整个功率通道上的损耗，提高了转换效率，输出电压纹波小。但是缺点就是大电感需要增加面积，同时系统瞬态响应较慢，动态特性相对较差。当采用小电感使芯片工作在不连续导电模式下时，适合对整体电源电路面积要求严格的场合，同时不连续导电模式下瞬态响应快，动态特性好，同时在电流型控制系统中，不存在开环不稳定性的缺点。第四章电压可调开关稳压电源的设计4.1性能特点及技术指标电源在电视、电声及计算机等电子设备中占有十分重要的位置，它是其它一切电路能否正常工作的基础。据有关资料统计，电源故障率占电子设备故障的三分之二以上，因此其质量的好坏对电子设备的质量起着关键性作用。开关电源是利用现代电力电子技术控制功率开关管（MOSFET，IGBT）开通和关断的时间比率来稳定输出电压的一种新型稳压电源。由于开关电源具有重量轻、体积小、效率高、稳压范围宽等优点，在彩色电视机、计算机及大屏幕显示器等许多电子设备中得到了广泛的使用。利用单片机控制的开关电源、可使开关电源具备更加完善的功能、智能化进一步提高，便于实时监控。其功能主要包括对运行中的开关电源进行检测、自动显示电源状态，通过按键进行编程控制；进行故障诊断，对电源功率部分实现自动检测；可对电源进行过压、过流保护；进行实时控制等。本论文设计的开关稳压电源基本技术指标为：（1）交流输入电压UACI：220V（85V～265V）；（2）电网频率：50Hz；（3）输出电压UO可调范围：30V～36V；（4）最大输出电流IOmax：2A；（5）U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤2%（IO=2A）；（6）IO从0变到2A时，负载调整率SI≤5%（U2=18V）；（7）输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V（U2=18V，UO=36V，IO=2A）；（8）DC-DC变换器的效率≥70%（U2=18V，UO=36V，IO=2A）；（9）具有过流保护功能，动作电流IO（th）=2.5±0.2A；（10）排除过流故障后，电源能自动恢复为正常状态；（11）能对输出电压进行键盘设定和步进调整，步进值1V，同时具有输出电压、电流的测量和数字显示功能。4.2论文设计的方案论证由论文设计的开关稳压电源要求的技术指标分析，本设计是要求在电阻负载条件下，使开关电源满足题各项的要求，设计的核心是通过设计DC-DC变换器，将输入电压调整到30V-36V之间，由论文的第三章Boost工作原理的介绍，我们决定采用Boost变换器，来实现升压控制功能。本设计关键和难点是控制电路的设计选择，由于电流闭环模式控制较复杂难于实现，因此本设计选择电压闭环模式控制。由单片机控制的开关电源，从对电源输出的控制来说，可以有三种控制方式，因此，可供选择的设计方案有三种:(1)单片机输出一个电压(经DAC芯片或PWM方式)，用作开关电源的基准电压。这种方案仅仅是用单片机代替了原来开关电源的基准电压，可以用按键设定电源的输出电压值，单片机并没有加入电源的反馈环，电源电路并没有什么改动。这种方式最简单。(2)单片机和开关电源专用PWM芯片相结合。此方案利用单片机扩展A/D转换器，不断检测电源的输出电压，根据电源输出电压与设定值之差，调整D/A转换器的输出，控制PWM芯片，间接控制电源的工作。这种方式单片机已加入到电源的反馈环中，代替原来的比较放大环节，单片机的程序要采用比较复杂的PID算法。(3)单片机直接控制型。即单片机利用扩展ADC或内置的ADC，不断检测电源的输出电压，根据电源输出电压与设定值之差，输出PWM波，直接控制电源的工作。这种方式单片机介入电源工作最多。三种方案比较第一种方案:单片机输出一个电压(经D/AC芯片或PWM方式)，用作开关电源的基准电压。这种方案中，仅仅是用单片机代替了原来开关电源的基准电压，没有什么实际性的意义。第二种方案:由单片机调整D/AC的输出，控制PWM芯片，间接控制电源的工作。这种方案中单片机可以只是完成一些弹性的模拟给定，后面则由开关电源专用PWM芯片完成一些工作。在这种方案中，对单片机的要求不是很高，51系列单片机已可胜任；从成本上考虑，51系列单片机和许多PWM控制芯片的价格低廉；另外，此方案充分解决了由单片机直接控制型的开关电源普遍存在的问题，由于单片机输出的的PWM脉冲频率低，导致精度低，不能满足要求的问题。因此，单片机和PWM芯片相结合，是一种完全可行的方案。第三种方案:是最彻底的单片机控制开关电源，但对单片机的要求也高。要求单片机运算速度足够快，且能输出足够高频率的PWM波。DSP类单片机速度够快，但价格也很高，占电源总成本的比例太大，不宜采用。廉价单片机中，AVR系列最快，具有PWM输出，但AVR单片机的工作频率仍不够高，只能是勉强使用。比较分析后的结论。通过以上比较分析，确定选择第二种方式，即单片机和开关电源专用PWM控制芯片相结合是目前基于单片机控制的开关电源的最优设计方案。图4-1开关稳压电源系统硬件结构框图图4-2程序流程图由以上分析，本论文设计的开关稳压电源电源由以下几个部分组成：一、主电路从交流电网输入、直流输出的全过程，包括：1、交流变压器：其作用是将220V的交流电调节到18V的交流电，以便下一级变换。2、整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。3、DC-DC变换器：基于Boost变换器实现升压功能，将输入电压升压调整到30V～60V。4、输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。图4-3开关电源主电路结构框图二、控制电路主要由单片机atmega16L、D／A转换芯片DAC0832和PWM控制芯片TL494组成，以单片机为核心的控制回路，在控制程序的支持下，通过单片机内部的A／D从开关电源输出端取样，再经DAC0832数模装换后将信号送至TL494并与其设定标准电压进行比较，然后去控制DC-DC变换器，，改变MOSFET管的导通频率或导通／截止时间以稳定达到电压的稳定三、保护电路此电路是对采样到的电流进行判断。当A/D所采样到的电流与标准电流2A比较；如果超过2A时，控制继电器使电源断开，延时5秒后电源重新启动。如果还超过2A重复上面的操作四、键盘显示电路按下相应的按键来控制相应的步进，调整不同的反馈电阻，从而调整相应的输入电压。我们所设计的系统能对输出电压进行设定和步进调整，步进值1V，同时具有输出电压、电流的测量和数字显示功能并能很好的完成。4.3开关电源电路中关键元器件的选择与设计4.3.1PWM控制芯片——TL494目前，用于驱动逆变器信号的电路很多，常用的主要是脉宽调制器(PWM)，其集成化电路种类很多，如TL494，3524，3525等.这类电路产生半桥式逆变器所需要的相位相差180度的两组触发信号。TL494是典型的固定频率脉宽调制控制集成电路，它包含了控制开关电源所需的全部功能可作为单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源的控制器。TL494是有16引脚双列直插式塑料封装集成芯片。它的工作频率为1~300kHz，输出电压达40V，输出电流为200mA。TL494广泛应用于1000W以下的大功率开关电源中，它既可以驱动150W以下的单端式开关电源，也可以驱动300~1000W的桥式和半桥式电路。TL494的引脚功能

图4-4TL494的引脚图TL494采用标准双列直插式16引脚(DIP-16)封装.它的引脚的名称见表4.1。表4.1TL494的引脚名称脚号代号名称1IN1+内部1#误差放大器同相输入端2IN1-内部1#误差放大器反相输入端3 Vo内部两误差放大器的输出端4Rd死区时间设置端5、6Ct、Rt设定震荡器频率用电容与电阻接端7GND工作参考地8、11P+、P-正脉冲输出端和负脉冲输出端9GND+对应引脚8输出脉冲参考地端10GND-对应引脚11输出脉冲参考地端12VccTL494工作电源连接端13C工作方式选择端14Vref基准电压输出端15、16IN2-、IN2+内部2#误差放大器反相与同相输入端以下按引脚的顺序介绍各脚的功能及有关参数。1脚：误差放大器R的同相输入端，耐压值41V。2脚：误差放大器R的反相输入端，耐压值41V。3脚：反馈端，用于误差放大器输出信号的反馈补偿，最高电压4.5V。常用于提供形成PG信号的一个输入信号。4脚：死区时间控制端，通过给该端施加0～3.5V电压，可使占空比在49%～0之间变化，从而控制输出端的输出。5脚：振荡器的定时电容端。6脚：振荡器的定时电阻端。振荡频率7脚：接地端。8脚：为第一路脉宽调制方波输出晶体管的集电极（耐压值41V、最大电流250mA）。9脚：为第一路脉宽调制方波输出晶体管的发射极（耐压值41V、最大电流250mA）。10脚：为第二路脉宽调制方波输出晶体管的发射极（耐压值41V、最大电流250mA）。11脚：为第二路脉宽调制方波输出晶体管的集电极（耐压值41V、最大电流250mA）。12脚：电源输入端，极限电压41V，低于7V电路不启动。13脚：输出方式控制端，当13脚与14脚相连时两管为推挽方式输出，当13脚与地相连时两管为并联方式输出。并联输出时两管的发射极与发射极可相集电极与集电极可相连，并联后输出电流可达400mA。14脚：基准5V电压输出，用于为各比较电路提供基准电压值，最大电流10mA15脚：误差放大器II的反相输入端，耐压值41V。16脚：误差放大器II的同相输入端，耐压值41V。TL494的内部结构和工作原理TL494的内部结构和工作原理框图如图4-5所示.从图4-5可见，该集成电路内集成有一个振荡器OSC、两个误差放大器、两个比较器(死区时间控制比较器和PWM比较器)、一个触发器FF、两个与门和两个或非门、一个或门、一个+5V基准电源，两个NPN输出功率放大用开关晶体管.它的工作原理可简述为:当TL494的引脚5与6接上电容与电阻后，集成在其内部的振荡器便使引脚5所接电容恒流充电和快速放电，在电容CT上形成锯齿波，该锯齿波同时加给死区时间控制比较器和PWM比较器，死区时间控制比较器按TL494的引脚4所设定的电平高低输出相应宽度的脉冲信号；另一方面在2#误差放大器输出的保护信号无效(为高电平时)，PWM比较器根据1#误差放大器输出的调节信号(或引脚3直接输入的电平信号)与锯齿波比较在输出形成相应的PWM脉冲波，该脉冲波与死区时间控制比较图4-5TL494内部结构框和工作原理图器输出的脉冲相或后，一方面提供给触发器作为时间信号，同时提供给输出控制或非门，触发器按CK端的时钟信号，在与端输出相位互差π的PWM脉冲信号，若引脚13为高电平，则内部的两个与门输出的PWM脉冲信号，给信号经输出两个或非门与前述的信号或非后有输出功率放大的开关晶体管放大后输出；相反，当引脚13为低电平时，两个与门输出恒为低电平，所以两个或非门输出相同的脉冲信号，在应看到，若用TL494的误差放大器坐保护比较器，保护动作时，引脚3被置为恒低电平，TL494辆路均输出低电平。4.3.2AVR单片机——ATmegaATmega16是基于增强的AVRRISC结构的低功耗8位CMOS微控制器。由于其先进的指令集以及单时钟周期指令执行时间，ATmega16的数据吞吐率1MIPS/MHz，从而可以缓减系统在功耗和处理速度之间的矛盾。图4-6ATmega16L引脚配置ATmega16有一个10位的逐次逼近型ADC。ADC与一个8通道的模拟多路复用器连接，能对来自端口A的8路单端输入电压进行采样。单端电压输入以0V(GND)为基准。器件还支持16路差分电压输入组合。两路差分输入(ADC1、ADC0与ADC3、ADC2)有可编程增益级，在A/D转换前给差分输入电压提供0dB(1x)、20dB(10x)或46dB(200x)的放大级。七路差分模拟输入通道共享一个通用负端(ADC1)，而其他任何ADC输入可做为正输入端。如果使用1x或10x增益，可得到8位分辨率。如果使用200x增益，可得到7位分辨率。ADC包括一个采样保持电路，以确保在转换过程中输入到ADC的电压保持恒定。ADC由AVCC引脚单独提供电源。AVCC与VCC之间的偏差不能超过±0.3V。请参考P198“ADC噪声抑制器”来了解如何连接这个引脚。标称值为2.56V的基准电压，以及AVCC，都位于器件之内。基准电压可以通过在AREF引脚上加一个电容进行解耦，以更好地抑制噪声。ADC通过逐次逼近的方法将输入的模拟电压转换成一个10位的数字量。最小值代表GND，最大值代表AREF引脚上的电压再减去1LSB。通过写ADMUX寄存器的REFSn位可以把AVCC或内部2.56V的参考电压连接到AREF引脚。ATmega16L引脚说明：VCC数字电路的电源GND地端口A(PA7..PA0)端口A做为A/D转换器的模拟输入端。端口A为8位双向I/O口，具有可编程的内部上拉电阻。其输出缓冲器具有对称的驱动特性，可以输出和吸收大电流。作为输入使用时，若内部上拉电阻使能，端口被外部电路拉低时将输出电流。在复位过程中，即使系统时钟还未起振，端口A处于高阻状态。端口B(PB7..PB0)端口B为8位双向I/O口，具有可编程的内部上拉电阻。其输出缓冲器具有对称的驱动特性，可以输出和吸收大电流。作为输入使用时，若内部上拉电阻使能，端口被外部电路拉低时将输出电流。在复位过程中，即使系统时钟还未起振，端口B处于高阻状态。端口B也可以用做其他不同的特殊功能。端口C(PC7..PC0)端口C为8位双向I/O口，具有可编程的内部上拉电阻。其输出缓冲器具有对称的驱动特性，可以输出和吸收大电流。作为输入使用时，若内部上拉电阻使能，端口被外部电路拉低时将输出电流。在复位过程中，即使系统时钟还未起振，端口C处于高阻状态。如果JTAG接口使能，即使复位出现引脚PC5(TDI)、PC3(TMS)与PC2(TCK)的上拉电阻被激活。端口C也可以用做其他不同的特殊功能。

端口D(PD7..PD0)端口D为8位双向I/O口，具有可编程的内部上拉电阻。其输出缓冲器具有对称的驱动特性，可以输出和吸收大电流。作为输入使用时，若内部上拉电阻使能，则端口被外部电路拉低时将输出电流。在复位过程中，即使系统时钟还未起振，端口D处于高阻状态。端口D也可以用做其他不同的特殊功能。RESET复位输入引脚。持续时间超过最小门限时间的低电平将引起系统复位。持续时间小于门限间的脉冲不能保证可靠复位。XTAL1反向振荡放大器与片内时钟操作电路的输入端。XTAL2反向振荡放大器的输出端。AVCCAVCC是端口A与A/D转换器的电源。不使用ADC时，该引脚应直接与VCC连接。使用ADC时应通过一个低通滤波器与VCC连接。AREFA/D的模拟基准输入引脚。4.3.3数模转换器选择——DAC0832芯片DAC0832是集成数模转换芯片，它可将输入的数字信号转换为模拟信号输出，其基本原理是输入为多位数字量（二进制）时，输出的模拟量于数字量成一定比例关系，它的内部组成是由恒流源（恒压源），模拟开关。数字代码所控制的电阻网络，运放等组成。DAC0832是一种典型的8位转换器，内部为双缓冲寄存器即输入寄存器和DAC寄存器，WR1/、WR2/、分别为该两寄存器的写信号输出端，ILE为输入锁存使能端，高电平有效，CS/为片选端，XFER/为传输控制端，它和WR2/共同控制DAC寄存器的工作状态。DAC0832有两个接地端AGND（模拟电路接地端）和DGND（数字信号）接地端，一般情况下，这两个地端均并联接地。DAC0832的D/A转换电路为倒T型R-2R电阻网络，故有IOUT1和IOUT2两个电流输出端，根据不同的电路组成，该芯片可以有两种输出模式，一种为电流输出模式，这种模式基准电压加在VREF端，由IOUT1，IOUT2输出的电流经运算放大器相加后输出；另一种为电压输出模式，这种模式基准电压加在IOUT1和IOUT2之间，模拟电压加从VREF端输出。本电路采用后一种模式，其基准电压通过电阻和2.5V稳压管组成的稳压电路提供，其基准电压为2.5V，最后经过放大器TL082放大到12.5V，作为电路设计的程序设计编码基准电压。由于DAC0832为8位转换器，所以采取把12.5V电压等分256份，得出每0.1V的步进为2.048。即：12.5/256=0.1/ⅹ，ⅹ＝2.048。这样就可以得出DAC0832的Dn的TAB1对应的值。由于采用了2.5V的稳压二极管最为基准电压，所以必须经过放大器放大一定倍数达到12.5V.图4-7DAC0832管脚图表4.2DAC0832管脚功能表管脚号符号功能4～7、13～16D0～D7八位数字输入量1CS片选端2、18WR1、WR2写信号端3AGND模拟接地端8VREF基准电压参考端9RF反馈电阻引出端10DGND数字接地端11、12IO1IO2模拟电流输出端17XFER控制传送信号输入端19ILE输入锁存使能端20Vcc电源本设计中DAC0832芯片用于连接单片机ATmega16L和PWM控制芯片TL494，单片机首先通过其内部A/D采集输出信号，将采集的模拟信号变为数字信号，再经DAC0832数模转换变为模拟信号送给TL494芯片，产生PWM信号，进而驱动BOOST变换器中的MOSFET管启动，实现电压的输出。4.4开关电源的电路设计4.4.1输入整流滤波电路的设计在输入端先通过EMI滤波器（由L2、C6构成）来防止电磁干扰，其内部结构如图4-8所示。它能有效地抑制电网噪声，提高电源的抗干扰能力及系统和可靠性。图4-8EMI滤波器内部结构参考与本设计类似相关的实验数据资料，本电源就采用AlAP-IA型的EMI滤波器，并合理选择了EMI滤波器（L2、C6）的参数值：取L2=820μH、C6=0.1μF。为更好抑制EMI，滤波器可采用如上图所示电路，其中L1、L2、C1可除去差模干扰，L3、C2、C3可除去共模干扰。初步滤波之后，加接单相整流桥，交流输入电压最大值为UACImax=265V，经整流滤波后得到其直流输入电压最大值UACImax，由公式（4-1）得到：UDCImax=UACImax*(1.2~1.4)=345V。而输入整流桥的最大反向电压UBR=UDCImax=345V，则输入整流桥的反向击穿电压URM应满足：URM=（2~3）UBR=600V。当交流输入电压为固定输入220V时，输入滤波电容通常与输出额定功率Po的值相当，并且UACImin=85V，UACImax=265V，由公式（4-1）和（4-2）UDCImin=UACImin*(1.2~1.4)

（4-1）UDCImax=UACImax*(1.2~1.4)

（4-2）计算得到：UDCImin=110V，UDCImax=345V。此处取C1=150μF，耐压400V的电解电容。为更有效地滤除低频干扰，在输入端并联C12=0.022μF电容。4.4.2图4-9Boost电路拓扑结构本系统的DC/DC变换器采用可靠性较高的变压器隔离的单端正激BOOST结构。高频变压器的同名端如图4-9所示。为了提高能量的转换效率，本系统中变压器的去磁回路不同于常规设计，此处被接到了次级绕组上。图4-9中的电容C4为隔直与激磁能量回收电容，当C4稳态工作时，系统主要有以下两个过程：一是在功率器件Q导通情况下，输入电压Ui加到高频变压器的原边绕组上，此时，变压器的副边绕组输出电压极性为上正下负，二极管D2导通，负载获得能量，并且电容C4借助于高频脉冲变压器的副边电流，将激磁能量转移到输出回路上去；另一过程就是功率器件Q关断情况下，电容C4经过二极管D1接收高频脉冲变压器原边反激回来的激磁能量。主电路参数设计图4-9中，T为高频脉冲变压器，是变换器的关键元件，主要完成能量储存与传递，磁芯材料选择TDK的EE型磁芯。在知道磁芯的技术参数下，按下式确定变压器原边绕组匝数（4-3）式中，Bm——磁芯最大工作磁密，为10-4T；Ts——变换器工作周期；Ae——磁芯有效截面积，单位为cm2；Ui——变压器原边直流输入电压；D——变换器工作占空比；变压器副边绕组匝数在