开关电源基本原理与设计介绍

开关电源基本原理与设计介绍第1页，共62页，2023年，2月20日，星期一

Summary基本原理介绍开关电源中的相关设计

第2页，共62页，2023年，2月20日，星期一基本原理介绍

DC-DC变换器主要架构及其拓补

EMI部分

PFC部分同步整流部分均流技术保护与控制线路第3页，共62页，2023年，2月20日，星期一SPS基本原理框图第4页，共62页，2023年，2月20日，星期一基本原理简介

一般由三部分组成:一是输入回路.二是输出回路.三是控制回路.

输入回路由EMI滤波电路.高压整流滤波.隔离变压器初级和高压方波切割组件所组成，其与电网直接连接高电压.输出回路由隔离变压器次级.低压整流滤波电路所组成，其与控制回路都由低压电子元器件组成.输入回路与输出回路两者间采用隔离变压器进行隔离确保人身与低压电子器件之安全，这样不仅达到高低电压隔离,还做到高低电压的转换功能.

工作原理交流输入电压(AC)经EMI滤波电路滤波一些电网来的干扰与噪声后,直接予以整流与滤波得到高压直流(DC).再将直流高压进入方波切割器件(MOSFET)中,切割成20~200KHZ的高频电压方波信号.该方波信号进入隔离变压器初级,而由次级所感应出的低压交流电势经整流滤波后,得到低压稳定直流输出,供给负载.不管输入电压有无变化或输出负载是否变动,都要保持输出直流电压的稳定.因此,经直流输出监控电路对输出电压加以监控,并把信号回馈给PWM逻辑控制电路调整占空比.从而调整输出电压达到稳定效果.当负载发生故障(如:短路,过载等)时可通过保护电路把信号迅速回馈给PWM逻辑控制电路使方波切换组件停止工作,达到保护的功能.

第5页，共62页，2023年，2月20日，星期一BoostDC-DC变换器主要架构peakdraincurrent

.peakdrainvoltage

2.Boost(stepup)Idealtransferfunction

Diodevoltages(vrm

Averagediodecurrents第6页，共62页，2023年，2月20日，星期一Boost变换器工作状态第7页，共62页，2023年，2月20日，星期一BoostDC-DC变换器主要架构DPS-350MBABOOSTCIRCUIT第8页，共62页，2023年，2月20日，星期一BuckDC-DC变换器主要架构1.Buck(stepdown)

peakdraincurrent

Idealtransferfunction

peakdrainvoltageAveragediodecurrents

Diodevoltages(vrm)

第9页，共62页，2023年，2月20日，星期一Buck变换器工作状态第10页，共62页，2023年，2月20日，星期一Buck变换器工作原理

当S关闭时,电流就会顺向地流经电感器L,此时在负载上就会有带极性的输出电压产生,如上面图2所示,当开关打开时,电感器L会改变磁场,二级体D则为顺向偏压状态,因此在电容器C中就会有电流流过,因此在负载RL上输出电压的极性仍是相同的,一般我们称此二级体D为飞轮二级体.

由于此种转换动作,使得输出电源是一种连续而非脉动电流形式,相对的由于开关S在ON/OFF之间改变,所以输入电流则为不连续形式,也就是所谓的脉动电流形式.第11页，共62页，2023年，2月20日，星期一BuckDC-DC变换器主要架构实际举例

DPS-350MBABUCKCIRCUIT第12页，共62页，2023年，2月20日，星期一Buck&BoostDC-DC变换器主要架构Voltageandcurrentwaveforms

BuckBoost第13页，共62页，2023年，2月20日，星期一BUCK-BUST(FLYBACK)变换器原理图第14页，共62页，2023年，2月20日，星期一BUCK-BUST(FLYBACK)变换器工作状态第15页，共62页，2023年，2月20日，星期一BUCK-BUST(FLYBACK)变换器工作原理

当电路中的开关S关闭时,电流就会流经电感L,并将能量储存于其中,由于电压极性的关系,二级体D是在逆向偏压状态,此时负载电阻RL上就没有电压输出.

当开关S打开时,由于磁场的消失,电感L呈逆向极性,二级体D为顺向偏压,环路中则有Ic感应电流产生,因此负载RL上的输出电压极性正好和输入电压极性相反,由于开关ON/OFF的作用,使得电感器的电流交替地在输入与输出间,连续不断的改变其方向,不过这二者电流都是属于脉动电流形式.

所以该变换器电路中,当开关是在导通周期时,能量是储存在电感器里,反之,当开关是在打开周期时能量会转移至负载上.

第16页，共62页，2023年，2月20日，星期一IsolatedForwardDC-DC变换器拓补3.IsolatedForwardIdealtransferfunctionPeakdraincurrent

PeakdrainvoltageAveragediodecurrents

Diodevoltages(vrm)

第17页，共62页，2023年，2月20日，星期一IsolatedForward

工作原理

由于该转换器中使用的隔离组件是一个真正的变压器,因此为了获得正确有效的能量转移,必须在输出端有电感器,作为次级感应的能量储存组件.而变压器的初级绕组和次级绕组有相同的极性.

当晶体管Q1在ON时,初级绕组渐渐会有电流流过,并将能量转移至输出,且同时经由顺向偏压二级体D2,储存与电感器L中,此时的二级体D3为逆向偏压状态.当Q1换成OFF状态时,变压器的绕组电压会反向,D2二级体此时就处于逆向偏压的状况,此时与飞轮二级体D3则为顺向偏压,在输出回路上有导通电流流过,并经由电感器L,将能量传导至负载上.

变压器上的第三个绕组与D1互相串联在一起,可达到变压器消磁的作用,如此可避免Q1在OFF时,变压器的磁能会转回至输入直流总线上.第18页，共62页，2023年，2月20日，星期一Forward实际举例300LBAFORWARDCIRCUIT

第19页，共62页，2023年，2月20日，星期一IsolatedFlybackDC-DC变换器拓补4.IsolatedFlyback

IdealtransferfunctionPeakdraincurrent

PeakdrainvoltageDiodevoltages(vrm)Averagediodecurrents第20页，共62页，2023年，2月20日，星期一第21页，共62页，2023年，2月20日，星期一IsolatedFlyback

工作原理当晶体管Q1导通时,变压器的初级绕组渐渐会有初级电流流过,并将能量储存与其中,由于变压器扼流圈的输入与输出绕组,其极性是相反的,因此二级体被逆向偏压,此时没有能量转移至负载,当晶体管不导通时,由于磁场的消失导致绕组的极性反向,此时二级体D会被导通,输出电容器C会被充电,负载RL上有IL的电流流过.由于此种隔离组件的动作就象是变压器与扼流圈,因此在反击式转换器输出部分,就不需要额外的电感器了,但是在实际应用中,为了抑制高频的转换电讯波尖,还是会在整流器与输出电容之间加装小型电感器.第22页，共62页，2023年，2月20日，星期一Flyback实际举例DPS-200PB-135BFLYBACKCIRCUIT

第23页，共62页，2023年，2月20日，星期一VoltageandcurrentwaveformsForward

FlybackForward&FlybackDC-DC变换器拓补第24页，共62页，2023年，2月20日，星期一TWO-SWITCHFORWARD

IdealtransferfunctionPeakdraincurrentPeakdrainvoltageAveragediodecurrentsAveragediodecurrentsTowSwitchForwardDC-DC变换器拓补第25页，共62页，2023年，2月20日，星期一DC-DC变换器拓补Voltageandcurrentwaveforms实际举例第26页，共62页，2023年，2月20日，星期一DC-DC变换器拓补HALFBRIDGE

IdealtransferfunctionPeakdraincurrent

Peakdrainvoltage

Averagediodecurrents

Diodevoltages(vrm)

第27页，共62页，2023年，2月20日，星期一DC-DC变换器拓补FULLBRIDGE

IdealtransferfunctionPeakdraincurrent

PeakdrainvoltageAveragediodecurrentsDiodevoltages(vrm)第28页，共62页，2023年，2月20日，星期一DC-DC变换器拓补VoltageandcurrentwaveformsHALFBRIDGEFULLBRIDGE第29页，共62页，2023年，2月20日，星期一FULLBRIDGEcircuitDPS-1001ABCFULLBRIDGECIRCUIT

第30页，共62页，2023年，2月20日，星期一零电流开关变换器软开关ZCS变换器

在大功率的开关电源中,为了降低电路的开关损耗及提高开关器件的电压应力和电流应力,软开关技术也就得到了研究并得到了迅速发展.所谓软开关通常指的是零电压开关ZVS和零电流开关ZCS.软开关的实现主要是借助于附加的电感L和电容C的谐振,使开关器件中电流(或电压)按正弦规律来变化,当电流过零时,使器件关断,当电压下降到零时,使器件导通.此次讨论零电流开关变换器---ZCS-PWM.ZCS-PWM变换器是ZCS-QRC和PWM开关变换器的综合,同时兼有二者的特点.在一个周期内,电路有时以ZCS准谐振方式运行,有时又以PWM方式运行.以BuckZCS-PWM为例,对此电路的工作过程进行讨论和分析.

第31页，共62页，2023年，2月20日，星期一基本电路BUCK

变换器基本电路在此电路中将开关S用零电流谐振开关代替后,就构成了下图的零电流开关谐振Buck变换电路.第32页，共62页，2023年，2月20日，星期一基本变换电路BUCKZCS-QRS变换电路在BuckZCS-QRS变换电路的基础上增加一个功率开关管Q2以及与其反并联的二极管D2就构成了BuckZCS-PWM变换电路.第33页，共62页，2023年，2月20日，星期一基本变换电路BuckZCS-PWM变换器

第34页，共62页，2023年，2月20日，星期一基本变换电路BuckZCS-PWM变换器工作原理

设初始时刻主开关管Q1和辅助开关管Q2均处于关断状态,输出负载电流Io从续流二极管D上流过,电容Cr两端的电压为零.一个开关从主开关管Q1的导通开始.当Q1在Snubber电感Lr作用下零电流导通后,电感电流将在电源电压作用下线性上升,当上升倒等于IO时,续流二极管D关断.之后,D2导通,LR与CR谐振.经过半个谐振周期,以谐振方式再次达到IO,以谐振方式上升到,此时由于辅助开关管Q2处于关断状态,故与将保持在该值上,无法继续谐振.这个状态的持续时间由电路输出的PWM控制要求确定.如果这一段时间等于零,则ZCS-PWM电路就完全等同于ZCS-QRC电路了.当电路的输出PWM控制要求关断主开关管Q1时,首先应导通开关管Q2(在SNUBBER电感LR的作用下零电流导通),之后与再次谐振.当电感电流谐振到零时,二极管D1导通,之后,继续向反方向谐振并再次谐振到零.在电感电流反方向运行期间,主开关管Q1可在零电流零电压下完成关断过程.在此之后,电容电压将在输出电流的作用下线性衰减到零,使续流二极管D自然导通,直到下一个开关周期到来..辅助开关管Q2可以在D到同之后及下一个开关周期到来之前的任何第35页，共62页，2023年，2月20日，星期一以下分析都是在下列条件成立时进行的:a.所有元器件都是理想的,即开通时管压降为零,关断时漏电流为零,开通与关断瞬间完成.b.滤波电感足够大,故滤波器及负载在一个开关周期中,可用其值等于该周期输出电流Io的恒流源代替.BuckZCS-PWM变换电路的开关周期可分为六个时间段来描述,对应于六种基本的电路拓扑模式,如下图所示.设电路初始状态为主电路开关Q1关断,辅助开关Q2关断,续流二极管D导通,输出电流全部通过D续流,电感电流=0,电容电压=0.工作过程分析

.时刻,以零电压零电流方式完成关断过程.

从上述工作原理可看出,在ZCS-PWM电路中,所有开关管及二极管都是在零电压或零电流下完成通断的.同时,电路可以以恒定频率通过调节输出脉宽占空比来调节输出电压.第36页，共62页，2023年，2月20日，星期一各时间段的电路拓补图第37页，共62页，2023年，2月20日，星期一主要电量波形第38页，共62页，2023年，2月20日，星期一半桥式转换器介绍双输入电压半桥式转换器二个主要优点,第一点就是它能在数放交流电压115V或230Vac的工作情况下,不需使用到高压晶体管.第二点就是我们只需使用到简单的方法就能来平衡每一转换晶体管的伏特-秒(volt-senconds)区间,而功率变压器不需有间隙且不需使用到价格高的对称修正电路,第39页，共62页，2023年，2月20日，星期一双输入电压半桥式转换器

在半桥式转换器结构中,功率变压器有一端点连接到由串联电容器C1与C2所产生的浮点电压值端点,其浮点电压值为Vin/2,所以在标准的输入电压下,其值为160Vdc.变压器的另一端点则经由串联电容器C3连接到Q1的射极与Q2的集极接头处,当Q1晶体管ON时,此处变压器端点会产生正的160V电压脉波,当Q1晶体管OFF,Q2晶体管ON时,变压器的初级圈会极性反转,因此,会产生负的160V电压脉波,在这Q1与Q2晶体管ON-OFF动作中,其产生的峰对方波电压值为320V,经由变器转换降低为次级电压,再经过整流,滤波而得到直流输出电压.工作原理第40页，共62页，2023年，2月20日，星期一RCC(Ringingchokeconverter)电路RCC电路的工作原理

以DPS-180KB-1D的STANDBY电路为例

如图所示,Q902的控制极(G极)由R914A~R914C得到启动电压后,Q902开始导通,电流经过T901的8,10脚,Q902的漏源极和R906到地,同时T901开始储能,R906的电压也同时升高,当R906的电压达到一定值的时候,Q901导通,使得Q902的G极电压拉低,Q902截止.在Q902截止的期间内,由开关变压器T901向负载提供能量,在T901次级绕组的电流经过LC滤波后得到直流输出.当Q901由导通变为截止时,Q902再次导通,如此反复的循环,形成自激振荡.第41页，共62页，2023年，2月20日，星期一RCC电路举例第42页，共62页，2023年，2月20日，星期一InputEMISectionEMI的定义EMI的产生和传播及处理方式在SPS中的架构模型EMI的处理及量测装置LISN的原理与使用开关电源的噪声分析EMI滤波器的组成组件第43页，共62页，2023年，2月20日，星期一EMI的定义EMI:Electromagneticinterference电磁干扰EMI包括传导(conduction)和辐射(radiation)两个部分.传导EMI是待测物经由导线(电源线)所传递出来的噪声.辐射EMI是直接由开放空间传递的.第44页，共62页，2023年，2月20日，星期一InputEMISection架构第45页，共62页，2023年，2月20日，星期一EMI的产生传播及处理方式

噪声传递的主要方式为﹕

（1）传导耦合﹒2）公共阻抗耦合﹒（3）辐射耦合﹒

根据电磁干扰的传播途径﹐开关电源中的电磁干扰可以分为辐射干扰和传导干扰﹐两种干扰可以相互转换﹒

传导干扰可以分为共模（CommonMode－CM）干扰和差模（DifferentialMode－DM）干扰﹒由于寄生参数的存在以及开关电源中开关器件的高频开通和关断﹐使得开关电源在其输入端（即交流电网侧）产生较大的共模干扰和差模干扰﹒

传导EMI经由介质进行传导﹒因此﹐在电路上经常是加滤波器的方式抑制噪声﹒但是辐射EMI不经由介质﹐噪声可以bypassEMI而影响其他系统﹒因此其处理方式多为屏蔽（shielding）接地（grounding）滤波等﹒第46页，共62页，2023年，2月20日，星期一开关电源的噪声分析由LISN所取得的噪声中,都包含有CM噪声(common-modenoise)及DM噪声(differential-modenoise)两个分量CM噪声由CM噪声电流产生,DM噪声有DM噪声电流产生.其中CM噪声电流ICM是L,N相对于接地线共同的噪声,而DM噪声电流IDM是直接经L,N而不经过接地线的噪声分量.此两分量用数学表示如下:为总噪声电流,它是流经LISN的50ohm阻抗所产生的噪声电压第47页，共62页，2023年，2月20日，星期一开关电源的噪声分析

CM噪声电流与DM噪声电流由什么造成的?

根据前人的实验结果,发现CM噪声主要是由PowerMOSFET及变压器上的寄生电容及杂散电容造成的.而DM噪声电流则由电源电路初级端的非连续电流机输入端滤波大电容(bulkcapacitor)上的寄生电感所造成的.第48页，共62页，2023年，2月20日，星期一EMI滤波器的组成组件常见的EMI滤波组件共有四种:CM电感DM电感X电容Y电容1.CM电感

CM电感是将两组线圈绕在一个铁芯上制成的.且其绕线的方向能使得其DM电流所产生的磁场HDM相互抵消,而对CM电流而言,由于其是对地而言的,因此两组线圈可看成是L,N对地独立电感,其所产生的磁场HCM是相同方向的.

同时由于DM的磁场相互抵消的关系,CM电感比较不易饱和,因此一选用u值较高的ferritecore作为铁芯.2.DM电感

DM电感的滤波原理和电源供应器输出端的滤波电感并无不同,由于需要流经大电流,因此材质多用u值较低的powdercore以避免饱和.第49页，共62页，2023年，2月20日，星期一EMI滤波器的组成组件3.X电容

X电容是跨接于电源的L,N两端.一般为金属皮镆(metalfilm)为材质,其容值规格为0.015uF0.1uF0.22uF0.33uF0.47uF0.68uF最大为1uF.4.Y电容

Y电容扮演的是CM电容的角色.其最大的特点是以两个为一组而存在.一般Y电容均为高压陶瓷电容,其电容容值较小,从470pF1000pF2200pF3300pF到最大为4700pF.第50页，共62页，2023年，2月20日，星期一ActivePowerFactorCorrection第51页，共62页，2023年，2月20日，星期一PFCSection第52页，共62页，2023年，2月20日，星期一WhatisPowerFactorCorrection?WithoutPFCWithPFC第53页，共62页，2023年，2月20日，星期一PFC工作原理HowdoesPFCwork?CsCdLdDfSRRect.KiKoRsVref

UC3854,UC3855第54页，共62页，2023年，2月20日，星期一PFCsection功率因子校正

功率因子校正是一非线性负载,从AC电压来看就象一个负阻特性的负载.对于一个电阻来说,其电流与电压同相位并且成正比.所以功率因子是一非线性负载.通常是大多数电源的输入,这些电源用桥式整流和输入滤波电容来补偿.输入滤波电容最大充电结果导致短暂的很大幅度的电流脉冲流过电源.而不是同电压同相位的正铉电流.这样的电源其功率因子小于一.如果输入电流被这样的电源汲取,其功率因子将小于一.第55页，共62页，2023年，2月20日，星期一含有PFC工能的ICML4824ML4824的PFC部分采用升压模式的DC-DC转换器实现了输入电流同输入电压同相位并且成比例.转换器的输入是全波整流交流电压,用于跟随桥式整流起器,所以升压变换器输入电压的范围从零到交流电压最大值又回到零,.通过使升压变换器满足两个同时存在的状况,保证变换器从电源电压得到的电流与瞬间线电压一致就成为可能.状况之一是升压变换器的输出电压必须设定的高于线电压的最大值,通常使用的是385VDC来满足高压的275VACrms.另一状况为转换器在任一给定时刻所得电流必须与线电压成比例.第一个要求通过对转换器建立一个合适的电压环可以被满足.接着驱动电流误差放大器和输出驱动开关.第二个要求通过运用整流过的交流电压来调制电压环的输出来满足.这样的调制使电流误差放大器来控制直接随输入电压而变化的电源转换电流.为了阻止在升压电路必然会出现的纹波通过电压误差放大器产生失真,电压环的带宽特意保持很低.最终目的是调整PFC的整体增益来使其与Vin的平方成反比,从而使系统在交流输入电压变化时的传输线性化.第56页，共62页，2023年，2月20日，星期一ML4824内部框图第57页，共62页，2023年，2月20日，星期一管脚功能IEAO:PFC跨导电流误差比较输出.用于控制PFC占空比IAC:输入电压的采样电流输入.用于PFC控制.线性反映输入电压.

通过电阻采样减小了groundnoiseISENSE:PFC电流误差比较器的sensecurrent输入.也是限流器输入.

该点电压小于-1v,PFC