第6章基带传输系统

第6章基带传输系统第一页，共70页。6.1数字基带信号6.2

基带传输的常用码型6.3

数字基带信号及其频谱特性6.4基带脉冲传输与码间干扰

6.5无码间干扰的基带传输特性6.6无码间干扰基带系统的抗噪声性能

6.9时域均衡6.7眼图

6.8部分响应系统

第二页，共70页。基带信号定义：未经调制处理的数字信号。基带系统的任务：将原始基带信号变换成有效的信道基带信号，完成无失真传输。信道信号形成器接收滤波器抽样判决器噪声源信道原生基带脉冲再生基带脉冲基带系统框图：第三页，共70页。第四页，共70页。实际中，基带传输不如频带传输应用广泛，但对基带传输的研究仍有意义，因为：频带传输里也同样存在基带传输问题，即，基带传输中包含频带传输的基本问题。有一部分实用系统。第五页，共70页。6.1数字基带信号数字基带信号是指消息代码的电波形，它是用不同的电平或脉冲来表示相应的消息代码。

数字基带信号(以下简称为基带信号)的类型有很多，常见的有矩形脉冲、三角波、高斯脉冲和升余弦脉冲等。最常用的是矩形脉冲，因为矩形脉冲易于形成和变换。第六页，共70页。1.单极性不归零波形(NRZ)零电平和正电平分别对应着二进制代码0和1，或者说，它在一个码元时间内用脉冲的有或无来对应表示0或1码。有直流分量，传输衰减大；判决电压在E/2，抗噪差；没有位同步信息。特点第七页，共70页。

2.双极性不归零波形脉冲的正、负电平分别对应于二进制代码1、0。0、1符号等概时，没有直流分量；判决电压在0，简单，抗噪强；没有位同步信息。特点第八页，共70页。

3.单极性归零波形与单极性非归零码区别：“1”码高电平宽度小于码元持续时间，每个“1”由一个上升和归零动作。有直流分量；判决电压在E/2，抗噪差；有位同步信息。特点占空比=脉冲宽度/码元宽度

=/TsTs+E01000011第九页，共70页。4.双极性归零波形

每个码元内的脉冲都回到零电平，即相邻脉冲之间必定留有零电位的间隔。0、1符号等概时，没有直流分量；判决电压在0，简单，抗噪强；有位同步信息;三种电平，电路复杂。特点第十页，共70页。5.差分波形

“1”——相邻前后码元电平变化；“0”——相邻前后码元电平不变。接收码元极性错误，也能正确接收；判决电压在0，简单，抗噪强；三种电平，电路复杂。特点第十一页，共70页。6.2基带传输的常用码型基带传输对码的要求：2、便于提取定时时钟

以便接收机实现同步控制1、无直流、很少的低频分量和高频分量1）以便实现远端供电2）信道为低频型带通3、不受信息源统计特性的影响4、易于实现5、具有一定的检错能力不同的码型具有不同的功率谱结构，须根据信道的传输特性来选择密勒码（Miller）

AMI码

HDB3码CMI码曼彻斯特码（Manchester）第十二页，共70页。AMI

码：传号交替反转码

规则：代码“1”（传号）----传输码交替为“+1”、“-1”

“0”（空号）----传输码“0”例：消息代码：1001100011AMI

码：+100–1+1000–1+1特点：1）无直流分量。2）接收时极性相反也可以正确解码。AMI波形

代码波形

3）具备一定的检错能力。4）可以提取定时信息，但当出现长串连“0”时，提取困难。应用：ITU建议码型之一，用于PCM24路数字通信中第十三页，共70页。HDB3

码：三阶高密度双极性码（改进的AMI码）原理：检查消息码连0情况，没有4个或4个以上连0串时，按AMI编码；否则，将每4个连0串的第4个0变换成与前一个非0符号同极性的符号——破坏码，“V”符号；原来所有的1码——信码，“B”符号。编码规则：1）相邻B符号极性交替；2）相邻V符号极性交替；

3）V符号与前一B

符号的极性相同；

4）若3）不满足，将本小段的第一个0改为B′（调整码B+′或B-′），后面的B码极性随之改变。第十四页，共70页。例AMI波形

代码波形

HDB3波形特点：1）每一个破坏点V的极性总是与前一个非0符号的极性相同。B也视为非0符号。2）只要找到破坏点V

，就可判断其前面必为3个连0符号。3）具备AMI的所有优点，利于提取定时时钟。应用：CCITT推荐码型之一，PCM4次群以下接口采用第十五页，共70页。曼彻斯特码：双向码（Manchester）例：消息代码110010双向码101001011001特点：1）提供定时分量

2）只有两个电平值3）码元宽度压缩一倍，信号带宽增加一倍

4）代码的中点出现跳变

5）无直流分量规则：代码“1”（传号）----传输码“10”

“0”（空号）----传输码“01”应用：中速短距离传输，以太网中使用极性反转时，译码错误第十六页，共70页。差分双向码（Manchester）例：消息代码110010差分双向码010110010110特点：1）提供定时分量

2）只有两个电平值3）码元宽度压缩一倍，信号带宽增加一倍

4）代码的中点出现跳变

5）无直流分量规则：代码“1”（传号）----码元起始位置有跳变

“0”（空号）----码元起始位置无跳变应用：10Bast-T以太网中采用的传输码型第十七页，共70页。密勒码：（Miller）延迟调制码。信号反转码。规则：代码“1”（传号）----传输码“10”

或

“01”

“0”（空号）----传输码“00”

或“11”

说明：1）代码“1”对应的传输码中点必出现跳变，因而要求连续“1”之间不出现跳变

2）代码“0”对应的传输码中点必不出现跳变，因而要求连续“0”之间出现跳变

3）代码“1”与代码“0”之间不跳变特点：1）提供定时分量

2）码元宽度比双向码大，信号带宽降低应用：低速基带数传机第十八页，共70页。

代码波形

双向码波形

密勒码波形

例：第十九页，共70页。例：消息代码11010010CMI码1100011101010001特点：定时信息丰富（电平跳变点多）

CMI码：传号反转码

规则：代码“1”（传号）----传输码“11”

或

“00”

“0”（空号）----传输码“01”说明：代码“1”对应的传输码“11”、“00”交替出现应用：该码被推荐为PCM

四次群的接口码型被建议用于速率低于8448kbps的光纤传输系统中第二十页，共70页。6.3数字基带信号频谱特性

6.3.1二进制随机脉冲序列表示6.3.2基带信号功率谱密度第二十一页，共70页。6.3.1二进制随机脉冲序列表示由于二进制数字基带信号是随机脉冲信号，且码元波形可任意，需采用随机信号分析法。设码元宽度为Ts

，则基带信号S(t)可表示成分别表示二进制两个状态的波形函数以概率p以概率（1-p）其中：、0t

01001

第二十二页，共70页。6.3.2基带信号s(t)的功率谱密度思想：

s(t)分成两部分，v(t)，稳态部分，指均值u(t)，交变部分，可用概率+波形表示1、v(t)

的功率谱2、u(t)

的功率谱Pu(f)=fsp(1-p)|G1(f)-G2(f)|2交变波的功率谱与g1(t),g2(t)的频谱、出现概率有关，是连续谱稳态波的功率谱与g1(t),g2(t)的频谱、出现概率有关，是离散谱

3、s(t)

的功率谱3、s(t)

的功率谱（6.1.14）（6.1.25）第二十三页，共70页。s(t)

的功率谱结论：

Ps(f)含有连续谱和离散谱；连续谱始终存在；离散谱不一定存在。

m=0的离散谱代表直流

m=1的离散谱代表定时分量第二十四页，共70页。Sa(πmfsTs)在

f=mfs

处为零点(m≠0)

∵g1(t)=0g2(t)=g(t)∴G1(f)=0

G2(f)=G(f)

g(t)设g(t)为矩形脉冲，且p=1/2

∴G(f)=TsSa(πfTs)

例6-1单极性非归零信号功率谱特征：包含离散谱和连续谱第二十五页，共70页。NRZ：B=fs频谱特性不仅反映功率谱的计算，还可以根据离散谱是否存在判断能否从S(t)中提取需要的定时信息。频谱特征对于位同步，载波同步问题的研究起着重要作用。第二十六页，共70页。∵g1(t)=0g2(t)=g(t)∴G1(f)=0

G2(f)=G(f)

g(t)设g(t)为矩形脉冲，占空比50%，且p=1/2

∴G(f)=Ts/

2Sa(πfTs/2

)

例6-2单极性归零信号功率谱特征：包含离散谱和连续谱τ=Ts/2RZ：B=2fs第二十七页，共70页。令g1(t)=

-g2(t)=g(t)

双极性矩形脉冲例6-3双极性非归零信号功率谱特征：只有连续谱双极性归零信号离散谱也为0.第二十八页，共70页。双极性非归零：τ=Ts/2双极性归零：带宽：与占空比有关，占空比越小，带宽越宽。第二十九页，共70页。6.4基带脉冲传输与码间干扰6.4.1基带脉冲传输特点6.4.2定量分析第三十页，共70页。信道信号形成器接收滤波器抽样判决器噪声源信道原生基带脉冲再生基带脉冲6.4.1基带脉冲传输特点

发送端：形成原生基带信号并将其送入信道。接收端：为抑制噪声，加接收滤波器，并用判决识别电路从接收信号中获得再生基带信号。第三十一页，共70页。0再生信号波形第三十二页，共70页。原生基带信号与再生基带信号之间不可避免地存在差异系统传输性能不理想引入的差异称为码间干扰（Inter-SymbolInterference,ISI）存在差异的原因：1）系统传输性能不理想

2）加性噪声影响3）抽样点偏离（同步性能不好）解决措施：滤波器特性好；在每一接收基带波形的中心附近抽样；对其它码元的抽样时刻无影响。第三十三页，共70页。6.4.2定量分析设｛an｝为发送滤波器输入符号序列令h(t)H(ω)=GT(ω)C(ω)GR(ω)

基带传输特性Ts：码元宽度an=10或1-1发送GT(ω)

信道C(ω)+接收GR(ω)识别判决电路{an

}d(t)r(t){an′}n(t)

S(t)∴第三十四页，共70页。r(t)通过识别判决电路，生成再生基带信号序列{an′

}识别判决电路的抽样时刻通式为kTs+t0（令t0=0）根据r(kTs)的值判断，生成a′kTs若a′kTs与发送信号相应的akTs

相同则正判，反之误判。=akh(0)+

anh(kTs-nTs)+nR(kTs)∴r(kTs)=

anh(kTs

–nTs)+nR(kTs)anh(kTs-nTs)：发端第k个以外所有波形在抽样时刻产生响应值,称为码间干扰akh(0)：发端第k个波形在抽样时刻产生响应值nR(kTs)：噪声干扰基带传输的基本出发点：最大限度地减少码间干扰和噪声影响。=akh(0)+

anh(kTs-nTs)+nR(kTs)∴r(kTs)=

anh(kTs

–nTs)+nR(kTs)第三十五页，共70页。6.5无码间干扰的基带传输特性6.5.1H(ω)的特性6.5.3实际H(ω)6.5.2奈奎斯特第一准则第三十六页，共70页。1k=00

其它6.5.1H(ω)的特性H(ω)

识别判决电路

r(t)

{an′

}{an}r(kTs)

=akh(0)+

anh[(k-n)Ts]当anh[(k-n)Ts]=

0

时，实现无码间干扰传输。h(kTs)=∴无码间干扰的时域条件：=akh(0)+

anh(kTs-nTs)+nR(kTs)r(kTs)=

anh(kTs

–nTs)+nR(kTs)第三十七页，共70页。将H(ω)在ω轴上以2πi/Ts为步长进行左、右平移，然后对平移产生的所有函数叠加，在（-π/Ts

，π/Ts

）为常数。无码间干扰的频域条件：——奈奎斯特第一准则（数字信号无码间干扰的传输准则）当码元速率变化时，上式随之变化，可用下式描述：第三十八页，共70页。6.5.2奈奎斯特第一准则（数字信号的传输准则）无码间干扰传输特性设计1、H(ω)为理想低通滤波器H(ω

)=0其它Ts|ω|≤π/Ts第三十九页，共70页。求和：常数频域图：第四十页，共70页。频带利用率：无码间干扰传输的最高速率：RB=1/Ts理想低通带宽：B=1/2Ts——奈奎斯特带宽，计fN——奈奎斯特速率，2fN第四十一页，共70页。

时域特点：第四十二页，共70页。11011101原生基带系统冲激响应响应波形判决脉冲再生基带11011101识别点传输速率变化有何影响？？第四十三页，共70页。系统冲激响应有干扰无干扰无干扰有干扰响应波形第四十四页，共70页。1）系统能实现无码间干扰传输的必要条件是：1n=00其它整数h(n

)=2）奈奎斯特速率的值是h(n)零点间隔的倒数3）其余能实现无码间干扰传输的速率比奈奎斯特速率慢整数倍4）频带利用率的理论最大值为2结论：理想低通物理不可实现

第四十五页，共70页。6.5.3实际H(ω)选用具有奇对称滚降特性的低通滤波器作为传输网络fN-fN-(fN+f△)fN+f△(1+α)fN第四十六页，共70页。实际采用：升余弦低通滤波器其它第四十七页，共70页。求和：常数升余弦：第四十八页，共70页。时域分析与理想低通相比，h(t)幅度变小，对定时要求降低。第四十九页，共70页。系统冲激响应升余弦幅频特性低通能实现无码间干扰传输频带利用率第五十页，共70页。（1）理想低通（2）余弦滚降低通优点：频谱窄，达到理论上极限传输速率，频带利用率为2B/Hz缺点：第一零点后尾巴震荡幅度大，定时要求高基带总体设计结论：优点：尾巴震荡小缺点：频带利用率低解决二者之间的矛盾

——奈奎斯特第二准则

第五十一页，共70页。6.6无码间干扰基带系统的抗噪声性能6.6.1噪声的影响6.6.2噪声参数6.6.3误码率计算第五十二页，共70页。抽样脉冲010110观察接收信号r(t)

△无噪声系统010110判决电平判决结果△有噪声系统判决结果

000111抽样脉冲010110判决电平A-AA-A有误码6.6.1

噪声的影响第五十三页，共70页。∵信道噪声为白噪声∴通过接收滤波器后为带限白噪声nR(t)已知nR(t)服从高斯分布，均值为

0、方差为σn2∴nR(t)瞬时值v的一维概率密度函数为6.6.2噪声参数nR(t)的功率谱f(v)+接收GR(ω)抽样判决电路x(t)输出n(t)

发送信号nR(t)第五十四页，共70页。误码形式为P(1→0)、P(0→1)

令判决器输入为双极性信号（随机信号）x(t)=A+nR(t)发“1”均值为A－A+nR(t)发“0”均值为－A

∴发“1”时，x1(t)的一维概率密度函数为发“0”时，x0(t)对应6.6.3误码率计算f1(v)f0(v)A－A+接收GR(ω)抽样判决电路x(t)输出n(t)

发送信号nR(t)第五十五页，共70页。令判决门限为Vd

则pe1=P(1→0)=P(v<Vd)pe0

=P(0→1)=P(v>Vd)∴系统总误码率：

Pe=p(1)pe1

+p(0)pe0当p(0)=p(1)=½

时，

Vd*=0

∴Pe的值取决于A/σn，与信号“1”、“0”的顺序无关。令∴其值大小与Vd有关f1(v)f0(v)A－A最佳门限第五十六页，共70页。(a)理想滤波器(b)有ISI的滤波器(C)噪声加ISI眼图（Eyepattern）——评价基带传输系统性能的一种定性而方便的实验方法。6.7眼图——示波器上基带信号波形呈现为类似人眼的图案。第五十七页，共70页。（a）无ISI基带波形（c）有ISI基带波形11010001眼图的“眼睛”张开得越大，且眼图越端正，表示码间串扰越小，反之，表示码间串扰越大。第五十八页，共70页。（1）“眼睛”张得愈开，质量愈好；（2）“眼睛”高度的一半——噪声容限；（3）“眼睛”中间宽度——可抽样的时间范围；（4）“眼线”顶部斜率——对定时的敏感程度；眼图模型:最佳第五十九页，共70页。两种质量的基带信号对应的眼图眼图的照片：（a）无ISI时（b）有ISI时另外，若扫描周期为nTS

时，可以看到并排的n只眼睛。第六十页，共70页。6.8部分响应系统6.8.1奈奎斯特第二准则6.8.2部分响应系统6.8.3部分响应系统的无码间干扰传输第六十一页，共70页。思路：为克服码间干扰，要求将H(ω)设计成理想低通，并能以奈奎斯特速率传送码元。理想低通的冲激响应为Sa(x)波形，其特点是频带窄，但第一过零点以后的尾巴振幅大，收敛慢。所以，对抽样定时的要求十分严格，若有偏差，将产生码间干扰。

若用升余弦低通，收敛加快，但系统带宽增加，频带利用率下降。

从易实现、提高频带利用率方面改善。定义：有控制的在某些码元的抽样时刻引入码间干扰，而在其余码元的抽样时刻无码间干扰，则能使频带利用率达到理论最大值，并同时降低对定时精度的要求。6.8.1奈奎斯特第二准则第六十二页，共70页。定义：依据奈奎斯特第二准则实现的系统称为部分响应系统。部分响应系统的冲激响应称为部分响应波形。6.8.2部分响应系统设计部分响应系统：共有五类方法特征：存在部分码间干扰，但频带利用率η=2第一类方法：构造部分响应系统的冲激响应g(t)

计算系统函数G(f)

确定码间干扰之间的相互关系，保证η=2g(t)G(f)第六十三页，共70页。理想低通的冲激响应h(t)=Sa(πfst)

构造g(t)令特点：1）尾巴衰减快，幅度随

t按变化2）若以g(t)为传送波形，令码元间隔为Ts，则抽样时，仅有前后两个码元相互干扰，其它码元间无干扰。第六十四页，共70页。11011101g(