过程控制系统与其应用(第三章不讲)

过程控制系统与其应用(第三章不讲)第一页，共85页。第一节温度变送器一、概述

温度变送器是用来将温度检测仪表送来的信号变换为标准的直流信号，送给显示仪表进行显示或送给调节仪表实现温度自动控制。温度变送器有三个品种：直流毫伏变送器、热电偶温度变送器和热电阻温度变送器。前一种是将直流毫伏信号转换成4~20mA直流电流和1~5V直流电压的统一输出信号。后两种则分别与热电偶和热电阻相配合，将温度信号线性地转换成同样的统一输出信号。以DDZ-Ⅲ温度变送器为例加以介绍。DDZ-Ⅲ型温度变送器具有如下主要特点：第二页，共85页。(1)采用低漂移、高增益的运算放大器的作为主放大器，不仅使放大器线路简单，而且使仪表具有良好的可靠性、稳定性等技术性能。(2)在热电偶和热电阻温度变送器中采用了线性化电路，从而使变送器的输出信号和被测温度呈线性关系，便于指示和记录。三种变送器在线路结构上分为量程单元和放大单元两个部分，它们分别设置在两块印刷线路板上。用接插件互相连接。其中放大单元是通用的，而量程单元则随品种、测量范围的不同而不同。温度变送器的总体结构方框图见图3-1所示。第三页，共85页。第四页，共85页。温度变送器的放大单元由集成运算放大器、功率放大器、直流-交流-直流变换器、隔离输出和隔离反馈等部分组成，放大单元的作用是将量程单元输出的毫伏信号进行电压和功率放大，输出统一的直流电流信号。同时，输出电流又经隔离反馈部分转换成反馈电压信号´，送至量程单元。方框图中，“→”表示供电回路，“→”表示信号回路。由测温元件送来的反映温度大小的毫伏输入信号Vi与桥路部分的输出信号及反馈信号相叠加，送入集成运算放大器，放大了的电压信号再由功率放大器和隔离输出电路转换成统一的4~20mA直流电流和1~5V直流电压输出。第五页，共85页。三种变送器的主要区别在于反馈回路。直流毫伏变送器反馈回路是一个线性电阻网络；而热电阻和热电偶变送器则分别采用不同的线性化环节，以实现变送输出信号与被测温度之间的线性关系。二、放大单元工作原理1、直流-交流-直流变换器(简称DC/AC/DC变换器)DC/AC/DC变换器用来对仪表进行隔离式供电。该变换器在DDZ-Ⅲ型仪表中是一种通用部件，除了温度变送器外，配电器与安全栅也要用它。它先把直流稳压电源供给的24V电压转换成一定频率的交流方波电压，再经过整流、滤波和稳压，提供直流电压，这样经过直流-交流-直流变换后可提供隔离式供电方式。在温度变送器中，它既为功率放大器提供方波电源，又为集成运算放大器和量程单元提供直流电源。第六页，共85页。2、V/I转换功率放大器功率放大器的作用是把运算放大器输出的电压信号转换成具有带一定负载能力的电流信号。同时，通过1:1的隔离变压器实现隔离输出。功率放大器线路示于图3-2，由复合管VT1、VT2及其射极电阻Ra2、隔离变压器To等元件组成。它是一个乙类放大器，由直流-交流-直流变换器输出的交流方波电压供电，因而不仅具有放大作用，而且具有调制作用，以便通过隔离变压器传递信号。功率放大的供电电压及隔离变压器原、二次绕组电流波形，见图3-3所示。其工作原理简述如下：第七页，共85页。第八页，共85页。

第九页，共85页。功率放大采用复合管是为了提高输入阻抗、减少线性集成电路的功耗。引入射极电阻Ra2的目的是稳定功率放大器的工作状态。在方波电压的前半个周期，二极管Da导通，Db截止，由输入信号产生电流ia；在后半个周期内，二极管Db导通，Da截止，从而产生了ib。由于Ia和ib轮流通过隔离变压器To的两个绕组，于是在铁芯中产生交变磁通，这个交变磁通使To的二次绕组产生交变电流IL，从而实现了隔离输出。3、隔离输出与隔离反馈为了避免输出与输入之间有电的直接联系，在功率放大器与反馈回路之间，采用隔离变压器Tf来传递信号。

第十页，共85页。图3-4隔离输出与隔离反馈部分原理线路图第十一页，共85页。隔离输出与隔离反馈部分线路示于图3-4。To二次绕组电流iL经过桥式整流和由R01，Co组成的阻容滤波器滤波，得到4~20mA的直流输出电流Io，Io在阻值为250的电阻R02上的压降Vo(1~5V)作为变送器输出电压信号。稳压管DWo的作用在于当电流输出回路断线时，输出电流Io可以通过DWo而流向R02，从而保证电压输出信号不受影响。反馈隔离变压器Tf的一次绕组与To的二次绕组串在一起，电流iL流经Tf转换成二次绕组的交变电流，再经过桥式整流、电容Cf滤波而成为反馈电流信号If，If在电阻Rf上的压降就成为反馈回路的输入信号。由于Tf一次绕组、二次绕组匝数相等，所以If与Io相等，亦为4~20mA。因为R02为250，而Rf=50，所以

第十二页，共85页。此反馈电压送至量程单元，经过线性电阻网络或经过线性化环节馈送到运算放大器的输入端，以实现整机负反馈。另外，反馈回路的输入信号之所以取自To的二次绕组，主要是为了将To包括在反馈的闭环回路中，以克服它的非线性影响。第十三页，共85页。三、热电偶温度变送器量程单元热电偶温度变送器的量程单元由热电偶信号输入回路、零点调整、冷端补偿回路以及非线性反馈回路等部分组成。1、热电偶输入回路及零点调整、冷端补偿回路热电偶输入回路及零点调整、冷端补偿回路可简化为图3-5所示。冷端温度补偿电势桥路的铜补偿电阻Rcu安装在热电偶的冷端接点处，其冷端温度补偿原理在上一章中讨论过，这里不再重复。第十四页，共85页。严格地说，热电势的温度特性是非线性的，而铜电阻的特性却接近线性，两者不可能取得完全的补偿。但实际使用中，由于冷端温度变化范围不大，这样的补偿已经可以满足。桥路的零点调整电路由桥路另一边可变电阻R4确定，在R4上建立的电压与热电势Et及冷端温度补偿电势串联。调整R4的大小可自由地改变桥路输出的零点。因为在DDZ-Ⅲ型仪表中，标准信号是4~20mA，即以满幅输出的20%代表输出信号的零值。因此在温度变送器中，当热电势为零时，应由输入桥路提供满幅输入电压的20%，建立输出的起点。第十五页，共85页。较大幅度地调整零点，即所谓进行零点迁移。对有些温度参数变化范围很窄的测温情况，变送器的零点迁移都是需要的。例如，某点的温度一般总在500~1000℃间变化，因此希望对500℃以下的温度区域干脆不予显示，而对测温比较高的区域提高其检测灵敏度。此时可通过零点迁移装置，配合灵敏度调节，实现量程压缩。见图3-6所示。图3-6a为零点不迁移的情况。图3-6b为通过零点正向迁移装置，给热电势反向加上一个相当于500℃的附加电势，这样，只有当温度超过500℃时，变送器才有输出；由于量程未变仍为1000℃，输入-输出特性只是向右平移，其输出电流4~20mA所对应的温度范围为500—1500℃。图3-6c的情况是在零点迁移500℃以后，还可把灵敏度提高一倍，这样变送器不仅反映的起始温度变了，而且量程范围也变成为500~1000℃，在这个温度范围内变送器可得到较高的灵敏度，即可降低测温的绝对误差。第十六页，共85页。第十七页，共85页。2、线性化原理及电路分析（1）线性化原理t(℃)E分度Et(mV)S分度图3-7热电偶特性曲线热电偶的热电势Et与被测温度t之间存在着非线性关系，而且热电偶型号不同，或同型号热电偶而测温范围不同时，其特性曲线形状也不同。如S型热电偶Et-t特性曲线为下凹形的(二阶导数为正)，而E型热电偶的特性曲线，开始时是下凹形的，温度升高到一定值后又变成上凸形的了(二阶导数由正到负)，见图3-7。在测量范围为0~1000℃时的最大非线性误差，前者约为6%，后者约为1%。因此，为使热电偶温度变送器的输出信号Vo与被测温度t之间呈线性关系，必须采取线性化措施。

第十八页，共85页。05001000t(℃)E分度Et(mV)S分度

图3-7热电偶特性曲线第十九页，共85页。为说明线性化原理，现将热电偶温度变送器画成见图3-8所示的方框图形式，并将各部分特性画在相应位置上。由图可知，输入放大器的信号应为热电偶产生的热电势Et、零点调整信号Vz与负反馈信号Vf三者之代数和，即=Et+Vz-Vf，其中Vz为常数，而Et与t的关系是非线性的。如果Vf与t的关系也是非线性的，并且同热电偶的Et–t的非线性关系相对应，那么，Et和Vf的差值和t的关系也就呈线性关系了，经线性放大器放大后的输出信号Vo也就与t呈线性关系。显然，为保证变送器输入信号与输出信号呈线性关系，反馈回路的特性曲线必须和热电偶的特性曲线相一致。第二十页，共85页。第二十一页，共85页。(2)非线性运算电路分析要求非线性反馈回路的特性曲线和热电偶的特性曲线完全一致是很困难的，但可以采用折线近似法来近似地做到这一点。所谓折线近似法就是用若干段直线连接起来成为一条近似于所需曲线的折线。从理论上说，折线段数越多，近似程度越好。但实际上，折线段数越多，线路也越复杂，容易带来误差。第二十二页，共85页。在图3-9中画出了一条由四段直线组成折线的非线性曲线，图中

V’为反馈回路的输入信号，由于变送器输出信号Vo=1~5V，而

Vf’=1/5

V0，因而相应于被测温度下限时，Vf1’=200

mV，而相应于被测温度上限时的Vf5’=

1000mV。图中

Vf为非线性运算电路的输出信号，1、2、3、4分别代表四段直线的斜率。要实现见图所示的特性曲线，可采用见图3-10所示的典型的运算电路结构，图中DWf1、DWf2、DWf3均为理想稳压管，它们的稳压数值为VD，其特性是在电压击穿前，电阻极大，相当于开路，而当击穿后，动态电阻极小，相当于短路。Vs1、Vs2、Vs3为由基准电压回路提供的基准电压，对公共点而言，它们均为负值。Ra为反馈回路的等效负载。第二十三页，共85页。IC1、Rf17、Rf7、Rf8、Rf18和Ra组成了运算电路的基本线路，该线路决定了第一段直线的斜率1。当要求后一段直线的斜率大于前一段时，见图中的2>1，则可在Rf7和Rf8电阻上并联一个电阻，见图中的Rf9，此时，负反馈减小，输出Va增加。如果要求后一段直线的斜率小于前一段时，见图中的3<2，则可在负载电阻Ra上并联一个电阻，见图中的Rf19，此时输出Va减小。并联上去电阻的大小，决定于对新线段斜率的要求，而基准电压的数值和稳压管的击穿电压，则决定了什么时候由一段直线过渡到另一段直线，即决定折线的拐点。非线性运算电路逐段工作过程：第二十四页，共85页。第二十五页，共85页。1）第一段直线，即Vt≤Vf2，这段直线要求斜率是1。在此段直线范围内，要求Vc≤VD+Vs1，Vc<VD+Vs2，Vf<VD+Vs3，此时，DWf1、DWf2、DWf3均未导通。2）第二段直线，即Vf2<Vt≤Vf3，这段直线的斜率要求为2，且2>1。在此段直线范围内，要求VD+Vs1<Vc≤VD+Vs2，Vf<VD+Vs3，此时DWf1处于导通状态，而DWf2、DWf3均未导通，在这种情况下，由于DWf1导通时的动态电阻和基冷电压Vs1的内阻极小，因而此相当于一个电阻Rf9并联在电阻Rf7和Rf8上。3）第三段直线，即Vf3<Vf≤Vf4，这段直线的斜率要求为3，且3<2。在此段直线范围内，要求Vc>(VD+Vs1)，Vf>(VD+Vs3)、Vc≤(VD+Vs2)，即此时DWf1和DWf3处于导通状态，而DWf2则未导通，在这种情况下，由于DWf3导通时的动态电阻和基准电压Vs3的内阻极小，因而此时相当于一个电阻Rf19产联在等效负载电阻Ra上。

第二十六页，共85页。4）第四段直线，即Vf>Vf4，此段直线的斜率要求为4，4>3。在此段直线范围内，Df1、Df2和Df3都导通，结果是在Rf9上再并联一个新电阻Rf12。从上面几种情况的分析可以看出：a、改变和稳压管相串联的电阻阻值就可以改变折线相应直线段的斜率。如果折线中后一段直线的斜率大于前一段，稳压管和相应的电阻应并联在图3-10的电阻Rf7和Rf8上。如果后一段直线的斜率小于前一段，则应并联在负载电阻Ra上。b、改变仪表量程，就可能改变折线的拐点。通过前面的分析，已经知道非线性运算电路的结构和有关元件的参数，是由热电偶的非线性所决定，而测温范围不同时的热电偶特性都不相同。因此在调整仪表的零点或量程时，必须同时改变非线性运算电路的结构和改变非线性运算电路中有关元件的参数，这样才能保证仪表的精度。第二十七页，共85页。四、变送器的信号调试方法图3-11热电偶温度毫伏变送器调试接线图第二十八页，共85页。按照图3-11接线，将B⑦、⑧点短接片去掉串入直流电流表，接通电源，首先根据仪表的型号规格按表格列出该台仪表的检查点的测量温度，见表3-1。查阅该型号热电偶的温度—热电势分度表，列出各检查点温度所对应的输入电势。然后改变输入端电阻箱的值，用电位差计测量各检查点电势。分别加入零点及满量程信号后，反复调节调零电位器使仪表输出为1.000V±20mV(或4mA±0.08mA)或5.000V±20mV(或20mA±0.08mA)。当仪表零点及量程调整好后开始测量各检查点的值，实测值与理论值相比差值对于0.5%级表应≤±20mV(或±0.08mA)，对于1%级仪表，应≤±40mV(或±0.16mA)。满足此项要求仪表即为合格。仪表检查调试时，将B②③短接，表示接入无补偿电阻。仪表检查调试完毕后，应将B②③上的短接片拆除。短接B①②，此时铜补偿电阻接入，温度变送器可以投入运行。若变送器只需电压信号输出,则应将B⑦、⑧点短接片接上,在B⑤⑥号端子即可输出电压信号。第二十九页，共85页。表3-1检查点测量温度表t℃(被测温度)

t1(测量零点)

t1+(t2–t1)10%

t1+(t2–t1)30%

T1+(t2–t1)50%

t1+(t2–t1)70%

T1+(t2–t1)90%

t2(最高测量温度)

对应输入电势

Et1=mVEt1=mVEt2=mVEt3=mVEt5=mVEt6=mVEt7=mV电流输出理论值

4mA5.6mA8.8mA12mA15.2mA18.4mA20mA电压输出理论值

1.000V1.400V2.200V

3.000V

3.800V

4.600V

5.000V

第三十页，共85页。五、DBW型温度变送器型号表示DBW—DBW：表示电动单元温度变送器(架装型)第1位数：1、线性分度、2、毫伏分度第2位数：1、热电偶温度变送器、2、热电阻温度变送器第3位数：对热电偶温度变送器分度号

1：E，2：K，3：S，4：B，5：R，6：J，7：T

对热电阻温度变送器

1：Cu50，2：Cu100，3：Pt100第4位数：设计序号第5符号：ib：表示本质安全防爆

第1位数

第2位数

第3位数

第4位数

第5符号第三十一页，共85页。六、DCW型温度变送器1、概述DCW型温度变送器属于DCM系列模拟式仪表中的一种，它是一种全新系列的温度变送器,具有小型化、插装式、重量轻、外形精巧美观、安装方式灵活、方便等特点。在电路上采用高性能的模块化设计，大量使用表面贴装(SMT)工艺，使整机结构紧凑，精度高、温漂小。它运用电磁隔离技术，将仪表的输入、输出和供电电源三者之间相互隔离，以提高其可靠性；同时，仪表在安装配电状态下，可带电进行表体插拔与更换，极大地提高了系统的可维护性。本仪表将来自工业控制现场的热电偶的热电势信号、热电阻的阻值变化或者其它传感器测量的毫伏信号转换为与其测量参数或被测物理量成线性关系的4~20mA（DC）和1~5V（DC）III型标准信号输出，以供记录仪、数据采集器、模拟调节器、数字调节器或分散型控制系统使用，从而组成各种各样的工业自动化控制或监测系统。第三十二页，共85页。2、仪表工作原理简述仪表的工作原理框图见图3-12所示。从中可以看出，本仪表主要由两大部分电路构成，它们分别归属于由上下两块印制线路板。其中下板包括DC/DC电源变换电路和信号隔离变送电路，对所有规格的仪表均通用；而上板则是输入小信号的前置放大电路。第三十三页，共85页。对热电偶变送器和直流毫伏变送器而言，它们通用相同的前置放大电路；而热电阻变送器则使用另一种前置放大电路。（1）、框图说明：1)在热电偶输入时，前置放大电路中才引入冷端温度补偿电阻(Cu50)；2)对需要进行线性化处理的仪表，才加有线性化电路，否则输入的小信号经前置放大后将直接作为前级输出而送到信号隔离变送电路；3)仅对防爆型变送器，才在输入小信号进入前置放大电路之前加有熔断器保护式二极管安全栅，对一般型(非防爆型)变送器而言，无此安全栅。第三十四页，共85页。（2）、工作原理说明：1)对热电偶变送器和直流毫伏变送器：通过前置放大电路，将来自热电偶或热电偶温差或者其它特殊传感器的微小mV信号统一变送为0~2V的大信号，再将此信号经线性化电路处理后转换成0.2~1V的前级(上板)输出信号送至信号隔离变送电路(下板)，最后由信号隔离变送电路将其转换成与之隔离的4~20mA和/或1~5V的标准信号输出。2)对热电阻变送器：通过前置放大电路的测试电流，将来自热电阻或热电阻温差信号的电阻阻值变化检测出来，变换成一定幅度的mV信号，再将此信号经放大和线性化电路处理后转换成0.2~1V的前级(上板)输出信号送至信号隔离变送电路(下板)，最后由信号隔离变送电路将其转换与之隔离的4~20mA和/或1~5V的标准信号输出。3)DC/DC电源变换电路的作用是同时向前置放大电路和信号隔离变送电路提供所需的与仪表供电电源相隔离的工作电源。第三十五页，共85页。第二节DDZ-Ⅲ型全刻度指示调节器一、概述全刻度指示调节器是DDZ-Ⅲ系列电动单元组合仪表中调节单元类的一个基型品种，它接收变送器或转换器的测量信号作为输入信号并以全刻度值进行指示，将输入信号与给定信号进行比较，对其偏差进行比例、微分、积分运算之后输出4~20mA（DC）信号，通过执行机构控制压力、温度、流量、液位等工业参数，使其达到预期的效果。全刻度指标调节器见图3-13。图3-13全刻度指标调节器全刻度指示调节器在线路与结构设计时，可以附加各种特殊功能单元，例如输入报警、偏差报警、输出限幅以及同时具有两种附加功能的调节器。为了满足复杂调节系统的要求，在基型调节器的基础上，可以方便地构成特种调节器。例如前馈调节器、多通道阀位跟踪调节器、DDC调节器等。第三十六页，共85页。图3-13全刻度指标调节器第三十七页，共85页。由于采用了高输入阻抗、高增益的运算放大器，所以Ⅲ型调节器具有较高的闭环调节精度。同时调节器设有软手动和硬手动两种操作方式。自动与手动之间的切换为非平衡无扰动切换。二、基型调节器的工作原理基型调节器的构成框图见图3-14所示。从图中可以看出，基型调节器由控制单元和指示单元两大部分组成。控制单元包括输入电路、PD电路、PI电路、输出电路以及软手操和硬手操电路等。指示单元包括测量信号指示电路和给定信号指示电路。测量信号和内给定信号都是1~5V的直流电压信号，通过各自的指示电路，由双针指示表来显示。外给定信号为4~20mA的直流电流信号，通过250的精密电阻转换成1~5V的直流电压信号。内外给定由开关K6来选择，外给定时仪表面板上的外给定指示灯亮。第三十八页，共85页。调节器有“自动”、“软手操”、“硬手操”、“保持”四种工作状态。当调节器处于自动状态时，输入信号和给定信号在输入电路内进行比较后产生偏差信号，然后对该偏差信号进行PID运算得到相应的电压信号，最后通过输出电路转换成4~20mA的直流输出电流信号。第三十九页，共85页。1、输入电路输入电路的主要作用一是获得输入信号Vi和给定信号Vs之差的偏差信号；二是对偏差信号实现电平移动。为了消除输入信号与给定信号导线电阻的压降而造成的运算误差，Ⅲ型调节器的输入电路采用偏差差动电平移动电路，其电路图见图3-15所示。由图可见，以地电位为基准的测量信号Vi和给定信号Vs，通过输入电阻R分别加到运算放大器的两个输入端，其输出是以VB=10V为基准的电压信号V01，它一方面作为下一级比例微分电路的输入，另一方面则取出V01/2通过反馈电阻R反馈至IC1的反相输入端。它的输入输出关系推导如下。设IC1为理想运算放大器，其输入阻抗无穷大，T点与F点同电位，即VT=VF，由运算放大器的基本特性可得第四十页，共85页。得：得：，由于，经整理有：由以上各式可见：(1)输入电路的输出电压是偏差电压的两倍。

第四十一页，共85页。

电平移动。

(2)输入电路将两个以零伏为基准的输入电压，转换成为基准的偏差电压输出，从而实现了以电平2、比例微分电路图3-16为比例微分运算电路原理图。第四十二页，共85页。

比例微分电路简称PD电路，它接受以10V电平为基准的由输入电路送来的V01电压信号，通过比例微分运算后输出V02电压信号，送给比例积分电路。图中，CD为微分电容，RD为微分电阻，RP为比例电阻，调整RD和RP可以改变调节器的微分时间和比例度。比例微分运算电路的形式很多，为了获得较宽的比例度，用较小的RD和CD获得较长的微分时间，并且保证比例度与微分时间的调整互不影响，故在基型调节器中采用了无源比例微分网络与比例运算放大器两部分串联组成的电路形式，电路左边的RC环节对输入信号进行比例微分运算，电路右边的比例运算放大器起比例放大的作用，见图3-17所示。由于该电路采用同相端输入，并假定IC2为理想运算放大器，这样在分析同相端电压VT与输入信号V01的运算关系时，可以不考虑比例运算放大器的影响，单独分析无源比例微分电路，其中1/n为9.1K与1K电阻的分压比。第四十三页，共85页。第四十四页，共85页。当输入信号V01为一阶跃作用时，在t=0+，即加入阶跃信号瞬间，由于电容CD上的电压VCD不能突变，输入信号V01全部加到IC2同相端T点，因此T点电压VT一开始就有一跃变，其数值为VT(0+)=V01，接着随电容CD充电过程的进行，CD两端电压VCD从零伏起按指数规律不断上升，VT按指数规律不断下降。当充电时间足够长时，输入电压V01在9.1K上的电压全部都充电到CD内时，充电过程结束，此时，并保持该值不变。比例微分电路的输出信号V02与同相端T点的电压VT为简单的比例放大关系，其比例系数为a，当输入信号V01以阶跃作用加入后，V02的变化曲线形状与VT相同，其数值应为第四十五页，共85页。

电路各点电压都以电平VB为基准。考虑到分压器上下两段电阻都比电阻RD小得多，故计算时分压器可以只考虑其分压比，而不计其输出阻抗。这样式中，是电容的充电电流：第四十六页，共85页。将Id（S）表达式代入上式化简得放大器的运算关系为考虑到

，则设：KD=n(微分增益)TD=nRDCD=KDRDCD(微分时间)，则第四十七页，共85页。

所以比例微分电路的传递函数为根据求得比例微分电路的传递函数，当输入V01为阶跃作用时，利用拉氏反变换，可求得上式是当输入V01为阶跃作用时，V02随时间变化的数学表达式。当t=0+时当时当时第四十八页，共85页。可得第四十九页，共85页。根据这个关系式可用实验法求取微分时间TD。PD阶跃响应输出见图3-18所示。调节器的比例微分运算电路有两种工作状态：当开关K置“通”位置时，为上述讨论的比例微分环节。当开关K置“断”位置时，微分作用切除，

，即，所以只具有比例作用。这时电容通过电阻接至电平上，电容被充电到，因而起到了电压跟踪的作用，其目的是为了保证从“断”切换到“通”的瞬时，即接通微分作用时，输出保持不变，对工艺过程不产生扰动。第五十页，共85页。本环节的比例系数a是通过调整电位器RP来实现的，设置Rpo的目的是为了限制a的最大值。因电路参数Rp=10KRpo=39，所以a的变化范围是1~250。比例微分电路主要参数微分增益KD=10

微分时间TD=(0.04~10)分比例增益3、比例积分电路调节器的比例积分运算电路见图3-19所示。第五十一页，共85页。比例积分电路接受以10V为基准的、由比例微分电路送来的电压信号V02，经过比例积分运算后输出以10V为基准的1~5V电压信号送至输出电路。电路是由运算放大器IC3、电阻RI、电容CM、CI等组成的有源比例积分运算电路，K3为积分档切换开关，K1和K2为联动开关，K1和K2完成自动、软手动、硬手动切换。电路除了实现比例积分运算外，手操信号也从本级输入。IC3输出端接电阻和二极管，然后通过射极跟随器输出V03。因射极跟随器的输出信号和IC3的输出信号相位相同，幅值几乎相等。为了便于分析，可把射极跟随包括在IC3中，这样简化成图3-20所示的电路。第五十二页，共85页。第五十三页，共85页。本电路由比例运算和积分运算两部分电路组成。假设K1处于“自动”位置，当K3切换在“×1”档时，此时m=1，可把图3-19简化成见图3-20(a)，由图可知CI与CM组成比例运算电路，即RI与CM组成积分运算电路，即当为常数时第五十四页，共85页。当K3切换在“×10”档时，图3-19简化成见图3-20(b)所示。同理可得：设，则有式中TI是积分时间，在TI“×1”档时，

m=1，TI=RICI。

在TI“×10”档时，m=10，TI=10RICI。

下面推导比例积分电路的传递函数。假设IC3的开环增益

为有限值A3，从图3-20(b)所示的电路可得第五十五页，共85页。因IC3的开环增益为有限值A3，则有，代入上式经整理后得一般运算放大器开环放大倍数，所以，可略去不计，则有第五十六页，共85页。再设，把上式化成一般形式根据求得的比例积分电路的传递函数，当输入信号为阶跃作用时，利用拉氏反变换可得到的时间函数表达式由式此可知第五十七页，共85页。。为比例积分电路阶跃响应曲线三点值。因此，可以作出实际的比例积分电路在V02为阶跃作用时输出的阶跃响应特性，见图3-21所示。同时也可以根据响应曲线三点值用实验法来测定积分时间TI因此，可以作出实际的比例积分电路在V02为阶跃作用时输出的阶跃响应特性，见图3-21所示。同时也可以根据响应曲线三点值用实验法来测定积分时间TI。第五十八页，共85页。4、输出电路图3-22所示为调节器的输出电路。其输入信号是经过PID运算后，以电平为基准的1~5V.DC的电压信号V03。输出是流经一端接地的负载电阻RL上4~20mA(.DC)电流。因此，它实际上是一个具有电平移动的电压——电流转换器。第五十九页，共85页。为使调节器的输出电流不随负载电阻大小变化，输出电路应具有良好的恒流特性，为此，电路使用集成运算放大器，并以强烈的电流负反馈保证这一点。为了提高调节器的负载能力，在放大器IC4的后面，用晶体管VT1、VT2组成复合管带动负载，这不仅可以减轻放大器的发热、提高放大倍数，增进恒流性能，可以提高电流转换的精度。第六十页，共85页。5、手动操作电路及无平衡、无扰动切换调节器的手动操作分软手动和硬手动两种操作。所谓软手动操作指的是调节器的输出电流与手动输入电压成积分关系(又称速度式)；所谓硬手动操作指的是调节器的输出电流与手动输入电压成比例关系。在Ⅲ型调节器中，自动与软手动之间的相互切换、硬手动到软手动或自动的切换具有无平衡无扰动特性。Ⅲ型调节器的手动操作电路是在比例积分电路中附加手动操作电路来实现的，见图3-23所示。图中K1，K2为联动的自动、软手动、硬手动切换开关，K41、K42、K43、K44为软手动操作板键，WH为硬手动操作电位器。第六十一页，共85页。（1）、软手动操作将开关K1、K2置“软手动”位置，这时IC3的反相输入端与自动输入信号断开，而通过RM接至+VR或–VR，组成一个积分电路；同时K2将CI与RI的公共端接到电平VB，使V02存贮在CI中。板动软手动板键K4即可实现软手动操作。第六十二页，共85页。图3-24为软手动操作原理图。图3-23中的射极跟随器包括在图3-24的IC3中。

软手动输入信号为+VR和–VR，由K4来切换。当K4扳向–VR时，输出电压V03按积分式上升；当K4扳向+VR时，输出电压V03按积分式下降。输出电压V03的上升或下降速度取决于RM与CM的数值，其变化规律为第六十三页，共85页。式中为K4接通VR的时间。由此可求得软手动输出电压从1~5V满量程变化所需的时间为在图3-23中，设RM1=30K，RM2=470K，VR=0.2V，CM=10F，K4扳向四个不同位置时，可进行快慢两种速度上升或下降的软手动操作。快速软手动操作：将K41或K43板向VR时，RM=RM1=30K，输出信号V03作满量程变化时，即从1V升至5V或从5Ｖ降至1V所需的时间第六十四页，共85页。慢速软手动操作：将K42或K44扳向VR时，RM=RM1+RM2=500K，输出电压V03作满量程变化时所需时间软手动操作板键K4有五个位置，即在升、降四个位置之间还有一个“断”位置，只要松开板键K4即处于“断”位置，这时上述电路变成保持电路，输出V03保持在松开K4前一瞬间的数值上。当调节器的输出需要保持某一数值不变时，或遇紧急情况需要迅速改变调节器的输出时，可切换至硬手动操作。（2）、硬手动操作将K1，K2置“硬手动”位置，这时IC3的反相输入端通过电阻RH接至电位器WH的滑动触头，把RF并联在CM上。同时K2将CI与RI的公共端接到电平VB上，使V02存贮在CI中。第六十五页，共85页。图3-25为硬手动操作时的原理图。因为硬手动输入信号为VH，RF(30K)与CM(10F)并联后，可忽略CM的影响。由于RH=RF，所以硬手动操作电路实际上是一个比例增益为1的比例电路，即第六十六页，共85页。（3）、无平衡、无扰动(冲击)切换及保持特性所谓无平衡切换，是指在自动、手动切换时，无需事先调平衡，可以随时切换至所需位置(自动或软手动切向硬手动例外)。所谓无扰动切换是指在切换时调节器的输出不发生变化，对生产过程无扰动。所谓保持特性是指当IC3反相输入端悬空时，V03能长时间地保持不变，则调节器的输出能长时间保持不变。为了便于分析，设IC3为理想运算放大器。自动软手动双向切换自动→软手动切换时，当K4尚未扳至VR时，IC3的反相输入端悬空，这时(对VB而言)。由于CM上的电荷无放电回路，所以电容CM上的电压即为输出电压，输出V03能保持不变。所以在自动切向软手动时，对调节器的输出无影响。当需要软手动时，将K4扳至所需的位置，可使V03线性上升或下降。第六十七页，共85页。软手动→自动切换，当调节器处于软手动时，从图3-24可见，电容CI两端电压恒等于信号电压V02，当由软手动切至自动时，因VF是零伏，电容CI与F点相连的一端也是零伏，故在接通瞬间，电容没有充放电现象，所以输出V03亦不变。但当切至自动后，调节器的输出按输入信号的变化而变化是正常的调节作用。上述两种切换称为双向无平衡无扰动切换。同理，硬手动→软手动、硬手动→自动的切换，也是无平衡无扰动切换。但是，从自动→硬手动、软手动→硬手动切换时，要做到无扰动切换，必须事先平衡。需要预先将硬手动操作杆对准自动或软手动输出值，这样才能得到无扰动切换。第六十八页，共85页。6、整机的PID传递函数前面分析了基型调节器的输入电路、PD运算电路和PI运算电路，这三个环节决定了调节器的传递函数。调节器的输入电压信号为1~5V，通过PID运算后，输出电压信号亦为1~5V。上述三个环节的传递函数分别表示如下：输入电路的传递函数第六十九页，共85页。

比例微分(PD)电路的传递函数

比例积分(PI)电路的传递函数因输入电路、比例微分运算电路和比例积分运算电路是串联形式，所以调节器的传递函数方框图见图3-27所示。第七十页，共85页。图3-26调节器的传递函数方框图于是调节器的传递函数第七十一页，共85页。设,并考虑到上式中的分母中可略去则得：式中，为干扰系数

，为比例增益

，为微分时间，为积分时间

，为微分增益

，为积分增益第七十二页，共85页。若和都比较大，可暂不考虑分母中的这两项。这样调节器的传递函数可近似为这就是典型的PID调节器的传递函数。这里干扰系数为大于1的常数，，它反映了用、串联运算获得PID调节规律时在整定参数上相互干扰的情况。第七十三页，共85页。三、可编程序数字调节器可编程序调节器是一种新型的数字式控制仪表。它的主要产品有：YS-80系列的SLPC调节器、DK系列的KMM调节器、FC系列的PMK调节器和Ⅵ系列的Ⅵ87MA-E调节器等。由于上述产品均控制一个回路，所以习惯上称之为单回路数字调节器。一）单回路调节器的特点单回路调节器只有一个输出信号,只能对一个被控量.进行调节,但并不是它仅有一个PID模块,为了满足串级控制的需要,每个调节器都有两个PID模块．在进行串级控制时，只需要一个单回路调节器就可以了．此外，这种调节器有丰富的运算功能．由于单回路调节器功能多，除了被控量以外，还可以接多种信号，除了模拟信号外，还可接受各种开关量信号，以完成逻辑控制或程序控制。被控量的输出信号只有1个，但它还有模拟量远程传送，开关量输出、报警，状态信号远程传送等多个电压输出通道。第七十四页，共85页。能和模拟仪表兼容，其电源、信号规格、正面板布置，操作方法以及表盘开孔尺寸等都和常规模拟调节器一致。单回路调节器内部虽然有CPU,ROM,RAM等集成元件，但其编程比一般计算机容易掌握，编程方法简单，如一般采用POL(表格)语言，有利于推广使用。单回路调节器不仅能独立工作，还能与上位机组成系统，带有数字通信功能，必要时上位机也可对某个单回路调节器施加干预，通信是串行双向的，内容既有控制符，也有数据。在调节器内的软件有多种故障自诊断功能，工作中遇到不正常现象会发出故障信号。第七十五页，共85页。二）单回路可编程调节器的基本电路

以下以西安仪表厂引进日本横河公司的SPLC型调节器为例，介绍其基本电路，电路框图见图3-27。1.SPLC的主要集成器件图3-29中CPU采用8085AHC型集成电路，内部时钟频率为10MHz。ROM为两片27256型EPROM，容量32KB，用于存放管理程序和各种运算子程序模块。第七十六页，共85页。图3-27电路框图

第七十七页，共85页。

用户程序由一片2716型EPROM存放，RAM则由两片PD4464C，共8KB。D/A转换器用PC648D高速12位数模转换器，它和CPU配合，实现反馈编码，以实现12位逐位逼近模数转换。2、输入、输出通道

SPLC调节器共有5个模拟量输入通道，是负端共用的不隔离输入。模拟量输出有3路，其中两路为1~5V，一路为4-20mA。内部还有供给指示表头的两路模拟输出，一路为设定值SP，另一路为测定值PV。调节器的开关量输入和输出各有3个通道，还有一个故障输出电接点，它受CPU控制。但CPU也有可能发生故障，因此它另有一个控制源，即“看门狗”WDT。在5路模拟量输入中有一路X1在经过RC滤波后分为两路，一路进入CPU为正常工作信号。而另一路在CPU故障时，可以直接连到表头得PV指示端子。这个端子有一个切换开关，正常工作时，表头接受由CPU和D/A转换来的信号。第七十八页，共85页。

如CPU故障诊断或WDT发出故障信号FAIL，表头就直接接受X1信号。同时一旦出