第8章新型数字带通调制技术

第8章新型数字带通调制技术第一页，共201页。通信原理湖南大学信息科学与工程学院陈林2第二页，共201页。

其它数字调制简介

数字调制的三种基本方式：数字振幅调制、数字频率调制和数字相位调制，这三种数字调制方式是数字调制的基础。

三种基本数字调制方式都存在不足之处，如频谱利用率低、抗多径衰落能力差、功率谱衰减慢、带外辐射严重等。为了改善这些不足，近几十年来人们不断地提出一些新的数字调制解调技术，以适应各种通信系统的要求。其主要研究内容围绕着减小信号带宽以提高频谱利用率；提高功率利用率以增强抗干扰性能；适应各种随参信道以增强抗多径衰落能力等。第8章新型数字带通调制技术3第三页，共201页。

例如，在恒参信道中，正交振幅调制（QAM）和正交频分复用（OFDM）方式具有高的频谱利用率，因此，正交振幅调制在卫星通信和有线电视网络高速数据传输等领域得到了广泛应用。而正交频分复用在非对称数字环路ADSL和高清晰度电视HDTV的地面广播系统等得到了成功应用。高斯最小移频键控（GMSK）和π/4DQPSK具有较强的抗多径衰落性能，带外功率辐射小等特点，因而在移动通信领域得到了应用。GMSK用于泛欧数字蜂窝移动通信系统（GSM），π/4DQPSK用于北美和日本的数字蜂窝移动通信系统。第8章新型数字带通调制技术4第四页，共201页。第8章新型数字带通调制技术8.1正交振幅调制(QAM)8.2最小移频键控(MSK)8.3

正交频分利用（OFDM）返回主目录

通信原理第五页，共201页。1.振幅相位联合键控（APK）2.正交调制模型3.正交振幅调制信号的表示4.16QAM产生方法5.QAM信号和PSK信号的性能比较6.16QAM实例7.例题新型数字带通调制技术-正交振幅调制QAM6第六页，共201页。振幅相位联合键控系统（APK）：问题的提出在系统带宽一定的情况下，多进制调制的信息传输速率比二进制高，也就是说，多进制调制系统的频带利用率高，提高了有效性多进制调制系统频带利用率的提高是通过牺牲功率利用率来换取的，降低了可靠性在MPSK体制中，随着M增大，相邻相位的距离减小，使得噪声容量减小，误码率难以保障，为改善M大时的噪声容限，发展了QAM体制。解决方法：振幅相位联合键控:正交振幅调制(QAM，QuadratureAmplitudeModulation)是一种相位和振幅联合调制。7第七页，共201页。振幅相位联合键控（APK）振幅相位联合键控（APK）--振幅和相位都有几种取值。APK信号的一般表达式：

e0(t)=∑ang(t-nTs)cos(ωct+φn)=[∑ang(t-nTs)cosφn]cos(ωct)-[∑ang(t-nTs)sinφn]sin(ωct)令：ancosφn=Xn,-ansinφn=Yne0(t)=∑Xng(t-nTs)cosωct+∑Yn

g(t-nTs)sinωct=cosωct+sinωct可见APK可以看作两个正交调制信号之和。8第八页，共201页。正交调制模型两个独立的正交双边带振幅调制之和。I和Q在时间上是重叠的，频域上也是重叠的。因为是正交的，所以可以分开。对两个相互正交的同频率载波进行双边带调制，合成起来就得到正交双边带调制信号。9第九页，共201页。正交调制的多种形态当Q(t)和I(t)是模拟信号，且Q(t)是I(t)的希尔伯特变换时，正交调制就变成了单边带调制。当Q(t)和I(t)是数字基带信号，且Q(t)与I(t)的取值为多幅度--即多电平时，就构成正交振幅调制(QAM--QuadratureAmplitudeModulation)

QAM当Q(t)和I(t)是数字基带信号，且Q(t)与I(t)的取值为±1时，此时的4QAM就是QPSK。10第十页，共201页。正交振幅调制(QAM)是用二个独立的基带波形对二个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制。在这种调制中，己调制载波的振幅和相位都随二个独立的基带信号变化。采用多进制正交振幅调制MQAM(M>2)。增大M可提高频率的利用率，也即提高传输效率.与MPSK相比，同进制、相同发射功率条件下的MQAM误码率更低，即可靠性比MPSK好。11第十一页，共201页。MQAM调制(振幅相位联合键控——APK）的应用在现代通信中，提高频谱利用率一直是人们关注的焦点之一。

正交振幅调制QAM(QuadratureAmplitudeModulation)就是一种频谱利用率很高的调制方式，其在中、大容量数字微波通信系统、有线电视网络高速数据传输、卫星通信系统等领域得到了广泛应用。在移动通信中，随着微蜂窝和微微蜂窝的出现，使得信道传输特性发生了很大变化。过去在传统蜂窝系统中不能应用的正交振幅调制也引起人们的重视。在光纤通信网络中，QAM也在开展研究，并取得一定的进展。12第十二页，共201页。1.

正交振幅调制(QAM--QuadratureAmplitudeModulation)信号的表示信号的一个码元可以表示为 式中，k=整数；Ak和k分别可以取多个离散值。 上式可以展开为 令Xk=AkcoskYk=-Aksink

则信号表示式变为

Xk和Yk也是可以取多个离散值的变量。sk(t)是两个正交的振幅键控信号之和--正交振幅调制(QAM)13第十三页，共201页。

2.MQAM信号调制原理图

图8.1-1QAM信号调制原理图MQAM可以用正交调制的方法产生，串并变换电路将二电平序列变成速率为Rb/2的二电平序列，2－L电平变换器将二电平序列变成L电平信号，L＝M1/2,L电平信息速率为Rb/logM,再分别对同相载波和正交载波相乘。最后将两路信号相加即可得到MQAM信号。抑制已调信号的带外辐射14第十四页，共201页。

图中，输入的二进制序列经过串/并变换器输出速率减半的两路并行序列，再分别经过2电平到L电平的变换，形成L电平的基带信号。为了抑制已调信号的带外辐射，该L电平的基带信号还要经过预调制低通滤波器，形成X(t)和Y(t)，再分别对同相载波和正交载波相乘。最后将两路信号相加即可得到QAM信号。15第十五页，共201页。QAM矢量图--4QAM若：k--取/4和-/4，Ak--取+A和-A，则：Xk和Yk--取±(√2/2)--±1(归一化），4QAM信号--两个幅度为±1的正交振幅键控信号之和4QAM就成为QPSK--QPSK信号是一种QAM信号

Xk=AkcoskYk=-Aksink16第十六页，共201页。16QAM矢量图（注意红线和绿线的合成）是两路四个幅度的正交振幅键控信号之和X和Y分别为四种可能的取值合成17第十七页，共201页。64QAM和256QAM矢量图64QAM是两路八个幅度的正交振幅键控信号之和256QAM是两路十六个幅度的正交振幅键控信号之和

64QAM信号矢量图

256QAM信号矢量图18第十八页，共201页。

16QAM信号的产生方法：

16QAM信号的产生有两种基本方法：一种是正交调幅法，它是用两路正交的四电平振幅键控信号叠加而成；另一种是复合相移法，它是用两路独立的四相移相键控信号叠加而成。19第十九页，共201页。16QAM产生方法--正交调幅法两路独立的正交4ASK信号叠加20第二十页，共201页。它用两路独立的QPSK信号（大圆和小圆）叠加，形成16QAM信号，如下图所示。

图中虚线大圆上的4个大黑点表示第一个QPSK信号矢量的位置。在这4个位置上可以叠加上第二个QPSK矢量，后者的位置用虚线小圆上的4个小黑点表示。AMAM16QAM产生方法--复合相移法21第二十一页，共201页。16QAM信号和16PSK信号的性能比较在平均功率相等条件下：16PSK信号的平均功率（振幅）就等于其最大功率（振幅）；16QAM信号，在等概率条件下，其最大功率和平均功率之比等于1.8倍，即2.55dB。因此，16QAM比16PSK信号的噪声容限大4.12dB。在最大功率（振幅）相等的条件下：最大振幅AM相等，16PSK信号的相邻矢量端点的欧氏距离

16QAM信号的相邻点欧氏距离d2超过d1约1.57dBd2和d1的比值

代表这两种体制

的噪声容限之比AM

d2(a)16QAMAM

d1(b)16PSK22第二十二页，共201页。第8章新型数字带通调制技术

按上两式计算，d2超过d1约1.57dB。但是，这时是在最大功率（振幅）相等的条件下比较的，没有考虑这两种体制的平均功率差别。16PSK信号的平均功率（振幅）就等于其最大功率（振幅）。而16QAM信号，在等概率出现条件下，可以计算出其最大功率和平均功率之比等于1.8倍，即2.55dB。因此，在平均功率相等条件下，16QAM比16PSK信号的噪声容限大4.12dB。当M＝4时，在d4QAM=d4PSK,这是因为4PSK和4QAM星座图相同。当M〉4，d4QAM=d4PSK,说明MQAM抗干扰能力优于MPSK。23第二十三页，共201页。

3、MQAM解调原理

MQAM信号同样可以采用正交相干解调方法，其解调器原理图如图8.1-4所示。解调器输入信号与本地恢复的两个正交载波相乘后，经过低通滤波输出两路多电平基带信号X(t)和Y(t)。多电平判决器对多电平基带信号进行判决和检测，再经L电平到2电平转换和并/串变换器最终输出二进制数据。24第二十四页，共201页。图8.1-4MQAM信号相干解调原理图25第二十五页，共201页。

4、MQAM抗噪声性能

对于方型QAM，可以看成是由两个相互正交且独立的多电平ASK信号叠加而成。因此，利用多电平信号误码率的分析方法，可得到M进制QAM的误码率为:

式中，M=L2，Eb为每比特码元能量，n0为噪声单边功率谱密度。图8.1-5给出了M进制方型QAM的误码率曲线。(8.1-8)26第二十六页，共201页。图8.1-5M进制方型QAM的误码率曲线

当M大于4时，MQAM的抗噪声性能优于MPSK，且随着M的增加，这种优势越明显27第二十七页，共201页。5.QAM频带利用率MQAM功率谱主瓣宽度为B=2Rs,Rs=Rb/K(M=2k)η=Rb/B=Rb/2Rs=k*Rb/2Rb=k/2=log2M/2bit/s/Hz（由此式可知，QAM的频带利用率与PSK的相同）如64QAM，Rb/B=3bit/s/Hz第二十八页，共201页。6.QAM信号和PSK信号的性能比较QAM比PSK信号的抗噪声能力更好。二者的信号带宽相同，频带利用率相同。29第二十九页，共201页。第8章新型数字带通调制技术实例：在下图中示出一种用于调制解调器的传输速率为9600b/s的16QAM方案，其载频为1650Hz，滤波器带宽为2400Hz，滚降系数为10％。(a)传输频带(b)16QAM星座1011100111101111101010001100110100010000010001100011001001010111A240030第三十页，共201页。例7.10-1采用4PSK或4QAM调制传输2400b/s数据：(1)最小理论带宽是多少？（带宽和什么有关？码速率）(2)若传输带宽不变，而比特率加倍，则调制方式应如何改变？解：(1)M=4，Rb=2400b/s,RB=Rb/log2M=1200Baud;

BMPSK=2B基，（B基）min=RB/2=600Hz（理论带宽与波形有关）(时，理论上最小，为乃奎斯特带宽)最小理论带宽是：BMPSK=2B基=2×RB/2=RBB4PSK=1200Hz(2)若BMPSK=1200Hz不变，Rb=4800b/s(加倍)，最小理论带宽BMPSK=RB,RB=BMPSK=1200log2M=Rb/RB=4800/1200=4,M=24=16,应采用16QPSK本例说明：在传输带宽不变的情况下，增加进制数可以提高信息速率31第三十一页，共201页。例7.10-2采用2PSK调制传输2400b/s数据：最小理论带宽是多少？解：M=2，Rb=2400b/s,RB=Rb=2400Baud;最小理论带宽是：B2PSK=RB=2400Hz本例说明：在相同信息速率下，增加进制数可以减小带宽，减小码元速率，提高频带利用率比较：例7.10-1中采用4PSK调制，所需带宽B4PSK=1200Hz,是二进制的一半。32第三十二页，共201页。例7.10-3采用MPSK调制传输9600b/s数据：(1)若M=4，最小理论带宽是多少？(2)若传输带宽为2400Hz，M=？解：(1)M=4，Rb=9600b/s,RB=Rb/log2M=4800Baud;最小理论带宽是：BMPSK=RBB4PSK=4800Hz(2)若BMPSK=2400Hz，最小理论带宽BMPSK=RB,RB=BMPSK=2400log2M=Rb/RB=9600/2400=4,M=24=16,应采用16QPSK或16QAM。33第三十三页，共201页。例7.10-4采用16PSK调制传输9600b/s数据：(1)若基带信号频谱采用余弦滚降信号，滚降系数为,16PSK信号带宽是多少？(2)若基带信号采用矩形波形（即100%占空比的NRZ信号），16PSK信号带宽是多少？解：(1)Rb=9600b/s,RB=Rb/log2M

BMPSK=2B基，接近理论极值34第三十四页，共201页。(2)若基带信号采用矩形波形（100%占空比NRZ信号），16PSK信号带宽是多少？解：(2)Rb=9600b/s,RB=Rb/log2M

BMPSK=2B基，基带信号采用100%占空比的矩形波形，B基=RB是理论极值的2倍35第三十五页，共201页。

正交振幅调制是用两个独立的基带数字信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，利用这种已调信号在同一带宽内频谱正交的性质来实现两路并行的数字信息传输。

1.正交振幅调制信号的一般表示式式中，An是基带信号幅度，g(t-nTs)是宽度为Ts的单个基带信号波形。式(8.1-1)还可以变换为正交表示形式:(8.1-1)正交振幅调制信号的一般表示式为从星座图讨论MQAM－－－继续36第三十六页，共201页。sMQAM(t)=令Xn=AncosφnYn=Ansinφn则式(8.1-2)变为QAM中的振幅Xn和Yn可以表示为Yn=dnA(8.1-2)(8.1-3)(8.1-4)Xn=cnA

式中，A是固定振幅，cn、dn由输入数据确定。cn、dn决定了已调QAM信号在信号空间中的坐标点。37第三十七页，共201页。QAM的星座图含义

星座图就是信号矢量端点的分布图。通常可以用星座图来描述QAM信号的信号空间分布状态。16QAM的横坐标依次是（3A、A、-A、-3A），纵坐标是（3A、A、-A、-3A）第三十八页，共201页。２.星座图

信号矢量端点的分布图称为星座图。通常，可以用星座图来描述QAM信号的信号空间分布状态。对于M=16的16QAM来说，有多种分布形式的信号星座图。两种具有代表意义的信号星座图如图8.1-2所示。在图8.1-2(a)中，信号点的分布成方型，故称为方型16QAM星座，也称为标准型16QAM。在图8.1-2(b)中，信号点的分布成星型，故称为星型16QAM星座。若信号点之间的最小距离为2A，且所有信号点等概率出现，则平均发射信号功率为(8.1-5)39第三十九页，共201页。

图8.1-216QAM的星座图(a)方型16QAM星座；(b)星型16QAM星座40第四十页，共201页。对于方型16QAM，信号平均功率为:对于星型16QAM，信号平均功率为

两者功率相差1.4dB。另外，两者的星座结构也有重要的差别。一是星型16QAM只有两个振幅值，而方型16QAM有三种振幅值；二是星型16QAM只有8种相位值，而方型16QAM有12种相位值。这两点使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。41第四十一页，共201页。

其中，M=4,16,64,256时星座图为矩形，而M=32,128时星座图为十字形。前者M为2的偶次方，即每个符号携带偶数个比特信息；后者M为2的奇次方，即每个符号携带奇数个比特信息。

42第四十二页，共201页。图8.1-3MQAM信号的星座图43第四十三页，共201页。QAM星座图的参数（1）

最小欧几里德距离最小欧几里德距离是MQAM信号星座图上星座点间的最小距离，该参数反映了MQAM信号抗高斯白噪声能力，可以通过优化星座图分布来得到最大值，从而抗干扰能力较强。第四十四页，共201页。

若已调信号的最大幅度为1，则MPSK信号星座图上信号点间的最小距离为(8.1-6)MPSK星点间距45第四十五页，共201页。

式中，L为星座图上信号点在水平轴和垂直轴上投影的电平数，M=L2。由式(8.1-6)和(8.1-7)可以看出，当M=4时，d4PSK=d4QAM，实际上，4PSK和4QAM的星座图相同。当M=16时，d16QAM=0.47，而d16PSK=0.39，d16PSK＜d16QAM。这表明，16QAM系统的抗干扰能力优于16PSK。MQAM信号矩形星座图上信号点间的最小距离为(8.1-7)46第四十六页，共201页。QAM星座图的参数（2）最小相位偏移

最小相位偏移是MQAM信号星座点相位的最小偏移，该参数反映了MQAM信号抗相位抖动能力和对时钟恢复精确度的敏感性，同样可以优化星座点的分布来获得最大值，从而获得更好的传输性能。第四十七页，共201页。16QAM的两种星座图比较（1）圆形16QAM矩形16QAM第四十八页，共201页。16QAM的两种星座图比较（2）从功率来看：假设信号点之间的最小距离为2A，且所有信号点等概率出现，则平均发射信号功率为：矩形的16QAM信号平均功率＝10A2

圆形的16QAM信号平均功率＝14.03A2两者功率相差1.4dB。即在相同的平均功率的情况下，矩形的最小欧几里德距离较圆形的大，因此抗干扰的能力较强。第四十九页，共201页。16QAM的两种星座图比较（3）从星座图的结构来说：圆形的16QAM有2个振幅值，矩形的有3个振幅值圆形的16QAM有8个相位值，矩形的有12个相位值，圆形的最小相位偏移为45度，而矩形的最小偏移为18度。因此，圆形的最小相位偏移比矩形的大，相应的其抗相位抖动的能力较强。由于矩形星座实现和解调简单，因此获得了广泛的应用第五十页，共201页。信号空间中，信号的点位距离越大抗干扰性能越好。在平均功率一定的情况下，所要求的信号点数一定情况下尽可能使得dminmax的星座结构，而且尽可能使得dmin点数减少，这样可以使得误码率最小化。星座图优化设计原则：51第五十一页，共201页。从矢量图(星座图)看16QAM的优点MASK时，矢量端点在一条轴上分布，MPSK时矢量端点在一个圆上分布。随着M增大，这些矢量端点之间的最小距离也随之减少。但如果将矢量端点重新合理分布，有可能在不减少最小距离情况下增加信号矢量端点数。MQAM则可达到这一目的。MQAM星座图常为矩形或十字型。其中M=4,16,64,256时为矩形，而M=32,128时为十字形。前者为M的偶数次方即每个符号携带偶数个比特信息；后者为2的奇次方，每个符号携带奇数个比特信息。MQAM的星座图还有圆形、三角形、星形等。星座图的形式不同，信号点在空间距离也不同，误码性能也不同。MQAM和MPSK在相同的信号点数时，功率谱相同，带宽均为基带信号带宽的2倍。52第五十二页，共201页。第8章新型数字带通调制技术16QAM方案的改进： QAM的星座形状并不是正方形最好，实际上以边界越接近圆形越好。 例如，在下图中给出了一种改进的16QAM方案，其中星座各点的振幅分别等于1、3和5。将其和上图相比较，不难看出，其星座中各信号点的最小相位差比后者大，因此容许较大的相位抖动。53第五十三页，共201页。1.最小频移键控（MSK）定义2.正交2FSK信号的最小频率间隔3.MSK基本原理4.MSK信号的产生5.MSK信号的解调6.高斯最小频移键控GMSK7.MSK信号的LabVIEW仿真8.2新型数字带通调制技术--最小频移键控MSK54第五十四页，共201页。

改进的数字调制

在现代通信中，提高频谱利用率一直是人们关注的焦点之一，寻找频谱利用率高的数字调制方式成为数字通信系统设计、研究的主要目标之一。为此提出一些频谱高效的改进的数字调制。MSK就是其中一种。55第五十五页，共201页。MSK背景技术是2FSK的改进，2FSK性能优良，易于实现，其不足之处在于：1.占用频带资源宽，频带利用率低2.用开关键控产生2FSK信号，则相邻码元相位可能不连续，通过带通特性的电路后由于通频带限制，信号波形的包络产生较大的起伏。3.2FSK的二种码元波形不一定严格正交。如果正交的话，误码性能将更好。56第五十六页，共201页。恒包络调制:问题的提出恒包络调制：调制信号的幅度不变模拟调制：调频、调相数字调制：OQPSK、/4DQPSK、MSK、GMSK这种调制可用硬限幅的方法去除干扰引起的幅度变化，具有一定的抗干扰性能经过带限处理后的QPSK信号将不再是恒包络

具有恒包络特性。调制后的信号的频谱将无限宽

当相邻码元间发生180°相移时，限带后的包络甚至会出现包络为0的现象

经非线性放大器之后，包络的起伏虽然可以减弱或消除，但同时却会使频谱扩展，其旁瓣对邻近频道的信号形成干扰，发送时的带限滤波将完全失去作用57第五十七页，共201页。MSK（最小频移键控）OQPSK和/4DQPSK虽然消除了QPSK信号中180°的相位突变，改善了包络的起伏，但并没有从根本上解决包络起伏问题。包络起伏是由相位的非连续变化引起的。因此，我们很自然会想到使用相位连续变化的调制方式。这类调制称为连续相位调制（CPM：continuousphasemodulation），它泛指载波相位以连续形式变化的一大类频率调制技术最小频移键控（MSK：minimumshiftkeying）是连续相位的频移键控（FSK）的一种特殊类型。58第五十八页，共201页。如何由FSK得到MSK？相位连续的FSK，且频谱效率最高。59第五十九页，共201页。相位连续的FSK(CPFSK)

式中

2FSK信号

设要发送的数据为ak=±1,码元长度为Tb。在一个码元时间内，它们分别用两个不同频率f1,f2的正弦信号表示，例如:,定义载波角频率(虚载波)为：ω1,ω2对ωc

的角频偏为：第六十页，共201页。定义调制指数h:根据ak,h,Tb可以重写一个码元内2FSK信号表达式:式中

称作附加相位。

第六十一页，共201页。相位连续的2FSK

所谓相位连续是指不仅在一个码元持续期间相位连续，而且在从码元ak-1到ak转换的时刻kTb，两个码元的相位也相等，即即这样就要求满足关系式:第六十二页，共201页。即要求当前码元的初相位由前一码元的初相位、当前码元ak和前一码元ak-1来决定。这关系就是相位约束条件。这两种相位特性不同的FSK信号波形如图所示。

8.1第六十三页，共201页。由图8.1可以看出，相位不连续的2FSK信号在码元交替时刻，波形是不连续的，而CPFSK信号是连续的，这使得它们的功率谱特性很不同。图8.2分别是它们的功率谱特性例子。8.2第六十四页，共201页。可以发现，在相同的调制指数h情况下，CPFSK的带宽要比一般的2FSK带宽要窄。这意味着前者的频带效率要高于后者。随着调制指数h的增加，信号的带宽也在增加。从频带效率考虑，调制指数h不宜太大。但过小又因两个信号频率过于接近而不利于信号的检测。所以应当从它们的相关系数以及信号的带宽综合考虑。

第六十五页，共201页。最小移频键控MSK

2FSK信号的归一化互相关系数可以求得如下（为方便讨论，令它们的初相为零）：通常总是ωcTb

=2πfc/fb

>>1,或ωcTb=nπ，因此略去第一项，得到ρ∽h关系曲线如图3.5。

第六十六页，共201页。

从图中可以看出，当调制指数h=0.5，1，1.5，….时，ρ=0,即两个信号是正交的(信号的正交有利于信号的检测，故h的取值应满足ρ=0)。又h越小，频带利用率越高，故取h=0.5

h=0.5的CPFSK就称作最小移频键控MSK。它是在两个信号正交的条件下，对给定的Rb有最小的频差。第六十七页，共201页。 MSK（最小频移键控）含义：MSK是具有调制指数0.5的连续相位频移键控，因其调制指数最小故得名调制指数：hFSK=f/fs

2FSK信号两信号正交从连续相位FSK的角度，MSK信号可表示为随时间连续变化的相位

最小频差68第六十八页，共201页。最小频移键控（MSK）定义

定义：最小频移键控（MSK）信号是一种包络恒定、相位连续、带宽最小并且严格正交的2FSK信号。MSK信号波形图69第六十九页，共201页。MSK基本原理MSK信号的表达式：第k个码元可以表示为式中：k－第k个码元的初始相位，在一个码元宽度中是不变的。c

－载波角频率；Ts

－码元宽度；瞬时频率等于瞬时相位的导数：信息码元为“1”时，ak=+1；此码元载频f1=fc+1/(4Ts)信息码元为“0”时，ak=-1；此码元载频：f0=fc-1/(4Ts)频差：f1-f0=1/(2Ts)--是正交2FSK信号的最小频率间隔70第七十页，共201页。1.MSK信号的相位连续性

波形（相位）连续的一般条件是前一码元末尾的总相位等于后一码元开始时的总相位，即即：

由上式推导出下列递归条件

若已知当前码元ak和前一码元相位常数k-1，就可以递推出当前码元相位k；一般情况下，假设k的初始参考值等于0。此时，k=0或±71第七十一页，共201页。MSK信号的相位连续性要求：前后码元区间的相位约束关系

上式即反映了MSK信号前后码元区间的相位约束关系，表明MSK信号在第k个码元的相位常数不仅与当前码元的取值ak有关，而且还与前一码元的取值ak-1及相位常数有关。72第七十二页，共201页。第8章新型数字带通调制技术 在用相干法接收时，可以假设k-1的初始参考值等于0。这时，由上式可知

是为保证相位连续加入的修正相位码变，K奇，变可以改写为 式中

k(t)称作第k个码元的附加相位。73第七十三页，共201页。第8章新型数字带通调制技术

由上式可见，在此码元持续时间内它是t的直线方程。并且，在一个码元持续时间Ts内，它变化ak/2，即变化/2。按照相位连续性的要求，在第k-1个码元的末尾，即当t=(k-1)Ts时，其附加相位k-1(kTs)就应该是第k个码元的初始附加相位k(kTs)。所以，每经过一个码元的持续时间，MSK码元的附加相位就改变/2；若ak=+1，则第k个码元的附加相位增加/2；若ak=-1，则第k个码元的附加相位减小/2。按照这一规律，可以画出MSK信号附加相位k(t)的轨迹图如下：74第七十四页，共201页。定义k(t)为第k个码元的附加相位：

附加相位函数k(t)k(t)是t的直线方程，在一个码元持续时间Ts内，线性变化/2：当ak=1时，k(t)增加/2；是截距，当ak=-1时，k(t)减小/2；按照这一规律，可以画出MSK信号附加相位k(t)的轨迹图如下：75第七十五页，共201页。MSK的相位网格图由0开始可能经过的全部路径（以2为周期）76第七十六页，共201页。相位举例 图中给出的曲线所对应的输入数据序列是：ak=＋1,＋1,＋1,―1,―1,＋1,＋1,＋1,―1,―1,―1,―1,―1k(t)Ts3Ts5Ts9Ts7Ts11Ts077第七十七页，共201页。附加相位的全部可能路径图：

ak=＋1,＋1,＋1,―1,―1,＋1,＋1,＋1,―1,―1,―1,―1,―1Ts3Ts5Ts9Ts7Ts11Ts0k(t)78第七十八页，共201页。第8章新型数字带通调制技术模2运算后的附加相位路径：Ts3Ts5Ts9T7T11T0k(t)79第七十九页，共201页。2.MSK波形的周期数MSK码元中波形的周期数

可以改写为式中由于MSK信号是一个正交2FSK信号，它应该满足正交条件，即80第八十页，共201页。 上式左端4项应分别等于零，所以将第3项sin(2k)=0的条件代入第1项，得到要求 即要求 或 上式表示，MSK信号每个码元持续时间Ts内包含的波形周期数必须是1/4周期的整数倍，即上式可以改写为 式中，N―正整数；m=0,1,2,381第八十一页，共201页。中心频率fc应选为：fc还可以表示为：(N为正整数；m=0,1,2,3)相应地MSK信号的两个频率可表示为(8.2-8)(8.2-9)(8.2-10)82第八十二页，共201页。续上：由上式可以得知：式中，T1=1/f1；T0=1/f0 上式给出一个码元持续时间Ts内包含的正弦波周期数。由此式看出，无论两个信号频率f1和f0等于何值，这两种码元包含的正弦波数均相差1/2个周期。例如，当N=1，m=3时，对于比特“1”和“0”，一个码元持续时间内分别有2个和1.5个正弦波周期。（见下图）83第八十三页，共201页。波形周期数一个码元持续时间Ts内包含的正弦波周期数，无论两个信号频率f1和f0等于何值，这两种码元包含的正弦波数均相差1/2个周期。84第八十四页，共201页。①f2、f1;②附加相位函数θ(t)表达式;③附加相位函数曲线θ(t)波形;④画MSK信号波形。解：①根据已知条件可知：fc=3RB,TS=3TC,ak=+1时，f2=fc+1/4TS=3000+1000/4=3250Hzak=-1时，f1=fc-1/4TS=3000-1000/4=2750Hz②④f=f2时：f2·Ts=(fc+1/4TS)·Ts=3+1/4,Ts=(3+1/4)T2,一个码周期内包含3+1/4个载波；T2为载波f2

周期f=f1时：f1·Ts=(fc-1/4TS)·Ts=3-1/4,Ts=(3-1/4)T1,一个码周期内包含3-1/4个载波。

例7.11-1设RB=1000Baud，fc=3000Hz，起始码元相位常数为0，{ak}=+1-1-1+1+1+1,求：85第八十五页，共201页。码元k12345ak1-1-111

③

θ(t)波形：0θ(kTs)0π/20-π/20ff2f1f1f2f2tπ/2-π/20tT2(3+1/4)T2T1(3-1/4)T1MSK波形86第八十六页，共201页。3.MSK的功率谱

MSK的功率谱为式中A为信号的幅度。功率谱特性如图3.7所示。为便于比较，图中也给出一般2FSK信号的功率谱特性。

第八十七页，共201页。

由图可见，MSK信号比一般2FSK信号有更高的带宽效率。但旁瓣的辐射功率仍然很大。90%的功率带宽为2×0.75Rb，99%的功率带宽为2×1.2Rb

，移动通信不可能提供这样宽的带宽，且还有1%的边带功率辐射到邻近信道，造成邻道干扰。故MSK的频谱仍然不能满足要求。旁瓣大是因为数字基带信号含有丰富的高频分量，可先用低通滤波器滤去高频分量，再进行MSK调制，即可减少已调信号的带外辐射-0.750.75第八十八页，共201页。MSK信号的功率谱

MSK信号的归一化（平均功率＝1W时）单边功率谱密度Ps(f)的计算结果如下图中横坐标是以载频为中心，即横坐标代表频率(f–fc)。

Ts为码元持续时间89第八十九页，共201页。

由此图可见，与QPSK信号相比，MSK信号的功率谱密度更为集中，即其旁瓣下降得更快,故它对于相邻频道的干扰较小。计算表明，包含90％信号功率的带宽B近似值如下： 对于QPSK、OQPSK、MSK：B

1/TsHz； 对于BPSK：B

2/TsHz；而包含99％信号功率的带宽近似值为： 对于MSK：B

1.2/TsHz

对于QPSK：B

6/TsHz

对于BPSK：B

9/TsHzMSK的突出优点是信号具有恒定的振幅及信号的功率谱在主瓣以外衰减较快。90第九十页，共201页。MSK信号的功率谱与2PSK相比91第九十一页，共201页。归一化功率谱与2DPSK相比，MSK的功率谱更加紧凑；第一个零点是在0．75／Ts处，而2PSK的第一个零点则出现在1／Ts处。这表明MSK信号功率谱的主瓣所占的频带宽率比2PSK信号窄。在主瓣带宽之外，功率谱旁瓣的下降也更为迅速。因此，MSK信号比较适合在窄带信道中传输。92第九十二页，共201页。

MSK信号具有的特点

（1）MSK信号的振幅是恒定的（恒定包络信号）；

（2）信号的频率偏移严格地等于±1/（4Ts），相应的调制指数h=（f2-f1)Ts=0.5。(占用带宽最小）

（3）严格正交。

（4）以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内线性地变化±π/2；

（5）在一个码元期间内，信号应包括四分之一载波周期的整数倍；

（6）在码元转换时刻，信号的相位是连续的（或者说，信号的波形没有突变）。

93第九十三页，共201页。第十三周，星期二94第九十四页，共201页。4.MSK信号的正交表示法

用三角公式展开：考虑到正交条件有以及上式变成式中95第九十五页，共201页。正交表示法解析式中

上式表示，此信号可以分解为同相（I）和正交（Q）分量两部分。I分量的载波为cosct，pk中包含输入码元信息，cos(t/2Ts)是其正弦形加权函数；Q分量的载波为sinct，qk中包含输入码元信息，sin(t/2Ts)是其正弦形加权函数。注意：pk和qk并不是独立的二个变量，不能用二个随机序列作为pk和qk，因此MSK本质上还是二进制调制信号，pk和qk信号的变化特性显然与序列｛an}的变化特性有关，通常是经过差分变换以后输出96第九十六页，共201页。

虽然每个码元的持续时间为Ts，似乎pk和qk每Ts秒可以改变一次，但是pk和qk不可能同时改变。因为仅当ak

ak-1，且k为奇数时，pk才可能改变。但是当pk和ak同时改变时，qk不改变；另外，仅当，且k为偶数时，pk不改变，qk才改变。换句话说，当k为奇数时，qk不会改变。所以两者不能同时改变。 此外，对于第k个码元，它处于(k-1)Ts<t

kTs范围内，其起点是(k-1)Ts。由于k为奇数时pk才可能改变，所以只有在起点为2nTs(n为整数)处，即cos(t/2Ts)的过零点处pk才可能改变。 同理，qk只能在sin(t/2Ts)的过零点改变。 因此，加权函数cos(t/2Ts)和sin(t/2Ts)都是正负符号不同的半个正弦波周期。这样就保证了波形的连续性。波形的连续性解析97第九十七页，共201页。

其同相分量为也称为I支路。其正交分量为也称为Q支路。cos和sin称为加权函数。

(8.2-19)MSK信号的正交表示形式总结相位约束条件：98第九十八页，共201页。MSK信号举例设k=0时为初始状态，输入序列ak是：＋1，－1，＋1，－1，－1，＋1，＋1，－1，＋1。取值表

由此例可以看出，pk和qk不可能同时改变符号。ak为原码，bk为差分编码

(ak差分编码后，偶数序列为qk,奇数序列为pk)k0123456789t(-Ts,0)(0,Ts)(Ts,2Ts)(2Ts,3Ts)(3Ts,4Ts)(4Ts,5Ts)(5Ts,6Ts)(6Ts,7Ts)(7Ts,8Ts)(8Ts,9Ts)ak+1+1-1+1-1-1+1+1-1＋1bk+1+1-1-1+1-1-1-1+1+1k0000pk+1+1+1-1-1-1-1-1-1+1qk+1+1-1-1+1+1-1-1+1+199第九十九页，共201页。波形图波形图 由此图可见， MSK信号波形 相当于一种特 殊的OQPSK信 号波形，其正交 的两路码元也是 偏置的，特殊之 处主要在于其包 络是正弦形，而 不是矩形。akk(mod2)qkpka1a2a3a4a5a6a7a8a9qksin(t/2Ts)pkcos(t/2Ts)0Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Ts8TTs2Ts100第一百页，共201页。5.MSK产生方法MSK信号可以用两个正交的分量表示：MSK信号产生原理框图：差分编码串/并变换振荡f=1/4Ts振荡f=fc移相/2移相/2cos(t/2Ts)qkpkqksin(t/2Ts)sin(t/2Ts)cosctsinctakbk带通滤波MSK信号－pkcos(t/2Ts)cosctqksin(t/2Ts)sinctpkcos(t/2Ts)101第一百零一页，共201页。102第一百零二页，共201页。可以用以下步骤来产生MSK信号(1)对输入数据序列进行差分编码；（2）把差分编码器的输出数据用串/并变换器分成两路，并相互交错一个符号宽度Tb；（3）用加权函数cosπt/2T

b和sinπt/2T

b分别对两路数据进行加权；当二支路的码元错开Tb时，cosπt/2T

b

和sinπt/2T

b错开1/4周期。这样保证了MSK信号的连续性。（4）用两路加权后的数据分别对正交载波cosωct和sinωct进行调制；（5）把两路输出信号进行叠加。103第一百零三页，共201页。方框图原理举例说明：输入序列ak=a1,a2,a3,a4,…=+1,-1,+1,-1,-1,+1,+1,-1,+1 它经过差分编码器（遇到-1反转）后得到输出序列：bk=b1,b2,b3,b4,…=+1,-1,-1,+1,-1,-1,-1,+1,+1 序列bk经过串/并变换，分成pk支路和qk支路：

b1,b2,b3,b4,b5,b6,…＝p1,q2,p3,q4,p5,q6,… 串/并变换输出的支路码元长度为输入码元长度的两倍，若仍然采用原来的序号k，将支路第k个码元长度仍当作为Ts，则可以写成

这里的pk和qk的长度仍是原来的Ts。换句话说，因为p1

=p2=b1，所以由p1和p2构成一个长度等于2Ts的取值为b1的码元。

pk和qk再经过两次相乘，就能合成MSK信号了。104第一百零四页，共201页。ak和bk之间是差分编码关系的证明

因为序列bk由p1,q2,p3,q4,…pk-1,qk,pk+1,qk+2,

…组成，所以按照差分编码的定义，需要证明仅当输入码元为“-1”时，bk变号，即需要证明当输入码元为“-1”时，qk=-pk－1，或pk=-qk－1。当k为偶数时，下式

b1,b2,b3,b4,b5,b6,…＝p1,q2,p3,q4,p5,q6,…右端中的码元为qk。由递归条件可知，这时pk=pk-1，将其代入得到所以，当且仅当ak=-1时，qk=-pk－1，即bk变号。105第一百零五页，共201页。当k为奇数时，下式

b1,b2,b3,b4,b5,b6,…＝p1,q2,p3,q4,p5,q6,…

右端中的码元为pk。由递归条件 可知，此时若ak变号，则k改变，即pk变号，否则pk不变号，故有 将ak

=-1代入上式，得到

pk=-qk－1

上面证明了ak和bk之间是差分编码关系。106第一百零六页，共201页。波形107第一百零七页，共201页。6.MSK信号的解调--延时判决相干解调法原理考察k=1和k=2的两个码元的附加相位曲线：设初始相位常数1(t)=0在解调时，若用cos(ct+/2)作为相干载波与MSK信号相乘：上式右端第二项的频率为2c，将它用低通滤波器滤除，并省略掉常数(1/2)后，得到输出电压108第一百零八页，共201页。若输入的两个码元为“＋1,+1”或“＋1,-1”，则v0(t)的值在0<t<

2Ts期间始终为正。若输入的两个码元为“－1，+1”或“－1，－1”，则v0(t)的值在0<t<

2Ts期间始终为负。因此，在0<t<

2Ts

期间对v0(t)积分：若积分结果为正值，说明第一个接收码元为“＋1”；若积分结果为负值，说明第一个接收码元为“－1”。按照此法，在Ts<t<3Ts期间积分，就能判断第2个接收码元的值，依此类推。109第一百零九页，共201页。第8章新型数字带通调制技术按照输入码元ak的取值不同，输出电压v0的轨迹图如下： 若输入的两个码元为“＋1,+1”或“＋1,-1”，则k(t)的值在0<t

2Ts期间始终为正。若输入的一对码元为“－1，+1”或“－1，－1”，则k(t)的值始终为负。 因此，若在此2Ts期间对上式积分，则积分结果为正值时，说明第一个接收码元为“＋1”；若积分结果为负值，则说明第1个接收码元为“－1”。按照此法，在Ts<t

3Ts期间积分，就能判断第2个接收码元的值，依此类推。v0(t)110第一百一十页，共201页。利用上述原理，积分判决器的积分时间长度均为2Ts，但是错开时间Ts。上支路的积分判决器先给出第2i（偶数）个码元输出，然后下支路给出第(2i+1)（奇数）个码元输出。 用这种方法解调，由于利用了前后两个码元的信息对于前一个码元作判决，故可以提高数据接收的可靠性。载波提取积分判决解调输出MSK信号[2iTs,2(i+1)Ts][(2i-1)Ts,(2i+1)Ts]积分判决7.MSK信号延迟解调法111第一百一十一页，共201页。MSK信号的误码率性能 MSK信号是用极性相反的半个正（余）弦波形去调制两个正交的载波。因此，当用匹配滤波器分别接收每个正交分量时，MSK信号的误比特率性能和2PSK、QPSK及OQPSK等的性能一样。但是，若把它当作FSK信号用相干解调法在每个码元持续时间Ts内解调，则其性能将比2PSK信号的性能差3dB。112第一百一十二页，共201页。高斯最小频移键控GMSKMSK的突出优点是信号具有恒定的振幅及信号的功率谱在主瓣以外衰减较快。然而，在对信号带外辐射功率要求苛刻的场合，如移动通信中，MSK不能满足要求。为此，提出了GMSK。GMSK是在MSK调制器之前加入一高斯低通滤波器。用高斯低通滤波器作为MSK的前置滤波器，以进一步减小带外辐射。113第一百一十三页，共201页。高斯滤波器的传输特性GMSK就是基带信号经过高斯低通滤波器的MSK，如下图。第一百一十四页，共201页。此高斯型低通滤波器的频率特性表示式为： 式中，B

－滤波器的3dB带宽。 将上式作逆傅里叶变换，得到此滤波器的冲激响应h(t)： 由于h(t)为高斯特性，故称为高斯型滤波器。115第一百一十五页，共201页。 GMSK（高斯最小频移键控）目的：改善MSK谱利用率方法：在频率调制之前用一个低通滤波器对基带信号进行预滤波。低通滤波可以除去s(t)中的高频分量，得到比较紧凑的功率谱低通滤波器的选择原则：（1）窄的带宽和尖锐的过渡带；（2）低峰突的冲激响应；（3）保持输出脉冲的面积不变，以保证/2的相移116第一百一十六页，共201页。GMSK（GaussMinimunShiftKeying）低通滤波器的冲激响应频率响应函数H(f)是对称于f=0的钟形高斯滤波器GMSK：调制前先利用高斯滤波器将基带信号成形为高斯形脉冲，然后再进行MSK调制，这样一种调制方式称为高斯最小频移键控GMSK滤波器可以利用3dB基带带宽B和基带码元间隔T完全定义。因此，习惯使用BT乘积定义GMSK。注意，MSK信号等价为BT乘积无穷大的GMSK信号。3dB基带带宽117第一百一十七页，共201页。 GMSK功率谱密度当BT乘积减小时，旁瓣电平衰减非常快

第二个旁瓣的峰值比主瓣低30dB还多

第二个旁瓣的峰值比主瓣低20dB

BT乘积愈小，所对应的GMSK信号的功率谱愈紧凑，谱利用率愈好

118第一百一十八页，共201页。GMSK信号的功率谱密度计算机仿真结果。采用BTs=0.3，即滤波器的3dB带宽B等于码元速率的0.3倍。在GSM制的蜂窝网中就是采用BTs=0.3的GMSK调制，这是为了得到更大的用户容量，对带外辐射的要求非常严格。GMSK体制的缺点是有码间串扰。BTs值越小，码间串扰越大。GMSK信号的功率谱密度119第一百一十九页，共201页。 GMSK优缺点GMSK优点：（1）既可以像MSK那样相干检测，也可以像FSK那样非相干检测。（2）GMSK最吸引人的性能是它既具有出色的功率利用率（因为GMSK信号是恒包络的），又具有很好的谱利用率。GMSK缺点：存在码间串扰，降低了可靠性。一矩形脉冲rec(t/T)=uT(t+T/2)通过高斯滤波器之后，成形的高斯脉冲为它是非因果的，因此在实际应用中必须使用截尾的高斯脉冲120第一百二十页，共201页。8.3正交频分复用单载波调制和多载波调制比较单载波体制：信息传输过程中每个时刻只有一个载波频率在工作，，如ASK、PSK、QAM，对于FSK，特别是多进制，虽然有多个不同频率，但在每个码元周期也只有一个频率要工作。如果提高传输速率，码元持续时间Ts短，但占用带宽B大；由于信道特性|C(f)|不理想，产生码间串扰。为避免码间串扰，需要进行信道均衡的运算量也增大。并行传输是人们提出的利用多载波进行同时调制传输，进而提高传输速率的实现方案。多载波体制：将信道分成许多子信道。将高速数据流经过串并变换转换为低速数据流后，各自调制相应的载波，然后合路并行传输。假设有10个子信道，则每个载波的调制码元速率将降低至1/10，每个子信道的带宽也随之减小为1/10。若子信道的带宽足够小，则可以认为信道特性接近理想信道特性，码间串扰可以得到有效的克服。121第一百二十一页，共201页。第8章新型数字带通调制技术多载波调制原理fttBBTsNTs单载波调制f|C(f)||C(f)|ffc(t)t图8-1213多载波调制原理单载波调制码元持续时间Ts短，由于信道不理想，很容易造成严重失真和码间串扰。多载波调制码元持续时间NTs码间串扰减少122第一百二十二页，共201页。串并行概念在OFDM系统设计中，通过串并行转换器实现并行数据传输在传统的串行数字系统中，数字信号的传输是按序列连续的，并且允许每个数据信号的频谱完全占用可用带宽。当数据传输率很高时，在选择性衰落和多经传播时延的作用下，几个临频信号就会完全重叠（交叉）并行：通常情况下，单个数据信号只占用可用带宽资源的一小部分因为把整个带宽信道分为很多子信道，子信道的频率响应会变的相对平坦并行数据传输系统可以克服连续系统的这个问题抵制频率选择性衰落123第一百二十三页，共201页。传统的FDM传统的并行数据传输中，整个信号频段划分为N个频率互相不重叠的子信道，每个子信道独立传输一路调制信号，将N个子信道进行频率复用，从而在一个信道上传输N路信号，由于各子信道频谱互相不重叠，信道之间不存在干扰。但频谱利用率不高。２０世纪６０年代，人们提出一种思想：以子信道频谱相互重叠，显然可以节省更多的带宽，最多可达到５０％，极大提升频谱利用率。数学证明，当各子载波相互正交时，各子信道的干扰为零，这就是OFDM技术。如果不满足正交条件，子信道必然产生干扰。124第一百二十四页，共201页。正交和非正交并行传输比较为避免相邻信道带外泄漏造成干扰，并行传输的任意二个子载波间预留保护间隔带。OFDM不仅没有保护带，而且还有50%的频谱重叠，从而有效提高了频谱利用率。125第一百二十五页，共201页。Experimentaldemonstration2.5Gbit/sserialdataconvertedto4x622Mbit/sparallelsub-channels.Thef1,2,3and4’sfrequencyisaround3,4,5,6GHz.2.5Gbit/s126第一百二十六页，共201页。 设在一个OFDM系统中有N个子信道，每个子信道采用的子载波为 式中，Ak－第k路子载波的振幅，它受基带码元的调制

fk－第k路子载波的频率

k－第k路子载波的初始相位 则在此系统中的N路子信号之和可以表示为 上式可以改写成

OFDM的基本原理表示式

127第一百二十七页，共201页。第8章新型数字带通调制技术

式中，Ak是一个复数，为第k路子信道中的复输入数据。因此，上式右端是一个复函数。但是，物理信号s(t)是实函数。所以若希望用上式的形式表示一个实函数，式中的输入复数据Bk应该使上式右端的虚部等于零。如何做到这一点，将在以后讨论。128第一百二十八页，共201页。正交的条件第一个条件子载波频率间隔必须相等，且频差：各子载波的频率为：

（fc为载波的基频）第二个条件：对于1个码元持续时间T而言，其所包含的子载波周期数必须为整数，并进而保证了子载波的正交性129第一百二十九页，共201页。

正交条件证明

为了使这N路子信道信号在接收时能够完全分离，要求它们满足正交条件。在码元持续时间Ts内任意两个子载波都正交的条件是：

上式可以用三角公式改写成

它的积分结果为130第一百三十页，共201页。 令上式等于0的条件是： 其中m=整数和n=整数；并且k和i可以取任意值。 由上式解出，要求

fk=(m+n)/2Ts，fi=(m–n)/2Ts 即要求子载频满足fk=k/2Ts

，式中k=整数；且要求子载频间隔f=fk–fi=n/Ts，故要求的最小子载频间隔为

fmin=1/Ts

这就是子载频正交的条件。MSK为1/(2Ts)，是时的特例 131第一百三十一页，共201页。多载波传输:正交子载波（频域）正交子载波避免了载波间干扰n越小频谱效率越高OFDM:子载波间的频率间隔=1/T正交正交,n=2正交,n=3正交,n=1非正交132第一百三十二页，共201页。BPSKBPSKBPSKBPSK数据1011调制器BPSK将信号调制到正交的射频子载波上f1f2f3f4传输OFDM信号OFDM频谱多载波传输:OFDM133第一百三十三页，共201页。把高速数据流通过串并转换，调制到每个子载波上进行并发传输，使得每个子载波上的数据符号持续长度相对增加，有效地减小由于无线信道的时间弥散所带来的ISI。此外，OFDM采用了循环前缀技术，即将OFDM符号的后几个样值复制到OFDM符号的前面，有效的抵抗多径衰落的影响。减小了接收机内均衡的复杂，甚至可以不采用均衡器。134第一百三十四页，共201页。

符号间干扰ISI与信道间干扰ICI的概念

ISI:由于多径效应的影响，符号通过多径传输到达接收侧时可能存在碰撞，即引起脉冲信号的时延扩展，产生符号间干扰ISI(ISI，Inter-SymbolInterference

，有时又称为码间串扰解释：两个

多径信号

叠加后的信号

在时域时间轴上向右发生了偏移(初相位也有变化）。收端定时后，一个符号的尾巴扫到了下一个符号的头，即

符号间干扰。135第一百三十五页，共201页。保护间隔为了最大限度地消除符号间干扰，可以在每个OFDM符号(不是指

子载波

的符号，而是各子载波叠加后的OFDM符号，即此处是指时域的波形

)之间插入保护间隔，在这段保护间隔内，可以不插入任何信号(即不采样)，即是一段空闲的传输时段。而且该保护间隔的时间长度Tg一般要大于无线信道的最大时延扩展，这样一个符号的多径分量就不会对下一个符号造成干扰。

下一个符号因为是以保护间隔开头，之后才是真