西安交大电力电子-第3章

西安交大电力电子-第3章第一页，共130页。第3章整流电路·引言整流电路的分类：按组成的器件可分为不可控、半控、全控三种。按电路结构可分为桥式电路和零式电路。按交流输入相数分为单相电路和多相电路。按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为单拍电路和双拍电路。整流电路：出现最早的电力电子电路，将交流电变为直流电。2第二页，共130页。3.1

单相可控整流电路3.1.1单相半波可控整流电路

3.1.2单相桥式全控整流电路

3.1.3单相全波可控整流电路

3.1.4单相桥式半控整流电路3第三页，共130页。3.1.1单相半波可控整流电路图3-1

单相半波可控整流电路及波形1）带电阻负载的工作情况变压器T起变换电压和电气隔离的作用。电阻负载的特点：电压与电流成正比，两者波形相同。wwwwtTVTR0a)u1u2uVTudidwt1p2ptttu2uguduVTaq0b)c)d)e)00

单相半波可控整流电路(SinglePhaseHalfWaveControlledRectifier)4第四页，共130页。3.1.1单相半波可控整流电路

VT的a移相范围为180通过控制触发脉冲的相位来控制直流输出电压大小的方式称为相位控制方式，简称相控方式。

首先，引入两个重要的基本概念：触发延迟角：从晶闸管开始承受正向阳极电压起到施加触发脉冲止的电角度,用a表示,也称触发角或控制角。导通角：晶闸管在一个电源周期中处于通态的电角度，用θ表示。基本数量关系直流输出电压平均值为(3-1)5第五页，共130页。3.1.1单相半波可控整流电路2)带阻感负载的工作情况

图3-2

带阻感负载的单相半波电路及其波形阻感负载的特点：电感对电流变化有抗拒作用，使得流过电感的电流不发生突变。讨论负载阻抗角j、触发角a、晶闸管导通角θ的关系。wttwwtwtwu20wt1p2ptug0ud0id0uVT0qab)c)d)e)f)++6第六页，共130页。3.1.1单相半波可控整流电路对单相半波电路的分析可基于上述方法进行：当VT处于断态时，相当于电路在VT处断开，id=0。当VT处于通态时，相当于VT短路。图3-3单相半波可控整流电路的分段线性等效电路a)VT处于关断状态b)VT处于导通状态电力电子电路的一种基本分析方法通过器件的理想化，将电路简化为分段线性电路。器件的每种状态对应于一种线性电路拓扑。7第七页，共130页。3.1.1单相半波可控整流电路当VT处于通态时，如下方程成立：VTb)RLu2b)VT处于导通状态（3-2）（3-4）初始条件：ωt=a

，id=0。求解式（3-2）并将初始条件代入可得当ωt=θ+a

时，id=0，代入式（3-3）并整理得（3-3）其中，8第八页，共130页。3.1.1单相半波可控整流电路续流二极管u2udiduVTiVTIdIdwt1wtwtwtwtwtwtOOOOOOp-ap+ab)c)d)e)f)g)iVDRa)图3-4

单相半波带阻感负载有续流二极管的电路及波形当u2过零变负时，VDR导通，ud为零，VT承受反压关断。L储存的能量保证了电流id在L-R-VDR回路中流通，此过程通常称为续流。

数量关系(id近似恒为Id）（3-5）（3-6）（3-7）（3-8）9第九页，共130页。3.1.1单相半波可控整流电路VT的a移相范围为180。简单，但输出脉动大，变压器二次侧电流中含直流分量，造成变压器铁芯直流磁化。实际上很少应用此种电路。分析该电路的主要目的建立起整流电路的基本概念。单相半波可控整流电路的特点10第十页，共130页。3.1.2单相桥式全控整流电路1)带电阻负载的工作情况a)u(i)pwtwtwt000i2udidb)c)d)ddaauVT1,4图3-5

单相全控桥式带电阻负载时的电路及波形工作原理及波形分析VT1和VT4组成一对桥臂，在u2正半周承受电压u2，得到触发脉冲即导通，当u2过零时关断。VT2和VT3组成另一对桥臂，在u2正半周承受电压-u2，得到触发脉冲即导通，当u2过零时关断。电路结构单相桥式全控整流电路(SinglePhaseBridgeControlledRectifier)11第十一页，共130页。3.1.2单相桥式全控整流电路数量关系（3-9）a角的移相范围为180。向负载输出的平均电流值为：流过晶闸管的电流平均值只有输出直流平均值的一半，即：（3-10）(3-11)pwtwtwt000i2udidb)c)d)ddaauVT1,412第十二页，共130页。3.1.2单相桥式全控整流电路流过晶闸管的电流有效值：变压器二次侧电流有效值I2与输出直流电流I有效值相等：由式（3-12）和式（3-13）得：不考虑变压器的损耗时，要求变压器的容量S=U2I2。（3-12）（3-13）（3-14）pwtwtwt000i2udidb)c)d)ddaauVT1,413第十三页，共130页。3.1.2单相桥式全控整流电路2）带阻感负载的工作情况

u2OwtOwtOwtudidi2b)OwtOwtuVT1,4OwtOwtIdIdIdIdIdiVT2,3iVT1,4图3-6

单相全控桥带阻感负载时的电路及波形假设电路已工作于稳态，id的平均值不变。假设负载电感很大，负载电流id连续且波形近似为一水平线。u2过零变负时，晶闸管VT1和VT4并不关断。至ωt=π+a时刻，晶闸管VT1和VT4关断，VT2和VT3两管导通。VT2和VT3导通后，VT1和VT4承受反压关断，流过VT1和VT4的电流迅速转移到VT2和VT3上，此过程称换相，亦称换流。14第十四页，共130页。3.1.2单相桥式全控整流电路

数量关系（3-15）晶闸管移相范围为90。晶闸管导通角θ与a无关，均为180。电流的平均值和有效值：变压器二次侧电流i2的波形为正负各180的矩形波，其相位由a角决定，有效值I2=Id。晶闸管承受的最大正反向电压均为。2OwtOwtOwtudidi2b)OwtOwtuVT1,4OwtOwtIdIdIdIdIdiVT2,3iVT1,415第十五页，共130页。3.1.2单相桥式全控整流电路3）带反电动势负载时的工作情况图3-7单相桥式全控整流电路接反电动势—电阻负载时的电路及波形在|u2|>E时，才有晶闸管承受正电压，有导通的可能。在a

角相同时，整流输出电压比电阻负载时大。导通之后，

ud=u2，，直至|u2|=E，id即降至0使得晶闸管关断，此后ud=E。与电阻负载时相比，晶闸管提前了电角度δ停止导电，δ称为停止导电角，（3-16）b)idOEudwtIdOwtaqd16第十六页，共130页。3.1.2单相桥式全控整流电路当α

<d时，触发脉冲到来时，晶闸管承受负电压，不可能导通。图3-7b单相桥式全控整流电路接反电动势—电阻负载时的波形触发脉冲有足够的宽度，保证当wt=d时刻有晶闸管开始承受正电压时，触发脉冲仍然存在。这样，相当于触发角被推迟为d。如图3-7b所示id波形所示：ub)idOEdwtIdOwtαqd17第十七页，共130页。3.1.2单相桥式全控整流电路负载为直流电动机时，如果出现电流断续，则电动机的机械特性将很软。为了克服此缺点，一般在主电路中直流输出侧串联一个平波电抗器。这时整流电压ud的波形和负载电流id的波形与阻感负载电流连续时的波形相同，ud的计算公式也一样。为保证电流连续所需的电感量L可由下式求出：（3-17）图3-8

单相桥式全控整流电路带反电动势负载串平波电抗器，电流连续的临界情况twwOud0Eidtpdaq=p18第十八页，共130页。3.1.3单相全波可控整流电路

单相全波可控整流电路（SinglePhaseFullWaveControlledRectifier)，又称单相双半波可控整流电路。单相全波与单相全控桥从直流输出端或从交流输入端看均是基本一致的。变压器不存在直流磁化的问题。图3-9

单相全波可控整流电路及波形a)wtwab)udi1OOt19第十九页，共130页。3.1.3单相全波可控整流电路单相全波与单相全控桥的区别：单相全波中变压器结构较复杂，材料的消耗多。单相全波只用2个晶闸管，比单相全控桥少2个，相应地，门极驱动电路也少2个；但是晶闸管承受的最大电压是单相全控桥的2倍。单相全波导电回路只含1个晶闸管，比单相桥少1个，因而管压降也少1个。从上述后两点考虑，单相全波电路有利于在低输出电压的场合应用。20第二十页，共130页。3.1.4单相桥式半控整流电路电路结构

单相全控桥中，每个导电回路中有2个晶闸管，1个晶闸管可以用二极管代替，从而简化整个电路。如此即成为单相桥式半控整流电路（先不考虑VDR）。udOb)2OudidIdOOOOOi2IdIdIdIIdawtwtwtwtwtwtwtap-ap-aiVT1iVD4iVT2iVD3iVDR

图3-10单相桥式半控整流电路，有续流二极管，阻感负载时的电路及波形电阻负载半控电路与全控电路在电阻负载时的工作情况相同。21第二十一页，共130页。3.1.4单相桥式半控整流电路单相半控桥带阻感负载的情况

图3-10单相桥式半控整流电路，有续流二极管，阻感负载时的电路及波形在u2正半周，u2经VT1和VD4向负载供电。

u2过零变负时，因电感作用电流不再流经变压器二次绕组，而是由VT1和VD2续流。在u2负半周触发角a时刻触发VT3，VT3导通，u2经VT3和VD2向负载供电。u2过零变正时，VD4导通，VD2关断。VT3和VD4续流，ud又为零。Ob)2OudidIdOOOOOi2IdIdIdIIdawtwtwtwtwtwtwtap-ap-aiVT1iVD4iVT2iVD3iVDR22第二十二页，共130页。3.1.4单相桥式半控整流电路续流二极管的作用避免可能发生的失控现象。若无续流二极管，则当a突然增大至180或触发脉冲丢失时，会发生一个晶闸管持续导通而两个二极管轮流导通的情况，这使ud成为正弦半波，其平均值保持恒定，称为失控。有续流二极管VDR时，续流过程由VDR完成，避免了失控的现象。续流期间导电回路中只有一个管压降，有利于降低损耗。23第二十三页，共130页。3.1.4单相桥式半控整流电路单相桥式半控整流电路的另一种接法相当于把图3-5a中的VT3和VT4换为二极管VD3和VD4，这样可以省去续流二极管VDR，续流由VD3和VD4来实现。图3-5单相全控桥式带电阻负载时的电路及波形图3-11单相桥式半控整流电路的另一接法24第二十四页，共130页。3.2三相可控整流电路3.3.1三相半波可控整流电路3.3.2三相桥式全控整流电路25第二十五页，共130页。3.2三相可控整流电路·引言交流侧由三相电源供电。负载容量较大，或要求直流电压脉动较小、容易滤波。基本的是三相半波可控整流电路，三相桥式全控整流电路应用最广

。26第二十六页，共130页。3.2.1三相半波可控整流电路电路的特点：变压器二次侧接成星形得到零线，而一次侧接成三角形避免3次谐波流入电网。三个晶闸管分别接入a、b、c三相电源，其阴极连接在一起——共阴极接法。图3-12

三相半波可控整流电路共阴极接法电阻负载时的电路及a=0时的波形

1)电阻负载自然换相点：二极管换相时刻为自然换相点，是各相晶闸管能触发导通的最早时刻，将其作为计算各晶闸管触发角a的起点，即a

=0。b)c)d)e)f)u2Riduaubuca=0Owt1wt2wt3uGOudOOuabuacOiVT1uVT1wtwtwtwtwta)动画演示27第二十七页，共130页。3.2.1三相半波可控整流电路a

=0时的工作原理分析变压器二次侧a相绕组和晶闸管VT1的电流波形，变压器二次绕组电流有直流分量。晶闸管的电压波形，由3段组成。图3-12三相半波可控整流电路共阴极接法电阻负载时的电路及a=0时的波形

a=30的波形（图3-13）特点：负载电流处于连续和断续之间的临界状态。a>30的情况（图3-14

）特点：负载电流断续，晶闸管导通角小于120

。b)c)d)e)f)u2uaubuca=0Owt1wt2wt3uGOudOOuabuacOiVT1uVT1wtwtwtwtwta)R动画演示28第二十八页，共130页。3.2.1三相半波可控整流电路（3-18）当a=0时，Ud最大，为。(3-19)整流电压平均值的计算a≤30时，负载电流连续，有：a>30时，负载电流断续，晶闸管导通角减小，此时有：29第二十九页，共130页。3.2.1三相半波可控整流电路Ud/U2随a变化的规律如图3-15中的曲线1所示。图3-15三相半波可控整流电路Ud/U2随a变化的关系1－电阻负载2－电阻电感负载3-电感负载30第三十页，共130页。3.2.1三相半波可控整流电路

负载电流平均值为

晶闸管承受的最大反向电压，为变压器二次线电压峰值，即晶闸管阳极与阴极间的最大正向电压等于变压器二次相电压的峰值，即（3-20）（3-21）（3-22）31第三十一页，共130页。3.2.1三相半波可控整流电路2）阻感负载图3-16

三相半波可控整流电路，阻感负载时的电路及a=60时的波形特点：阻感负载，L值很大，id波形基本平直。a≤30时：整流电压波形与电阻负载时相同。a>30时（如a=60时的波形如图3-16所示）。u2过零时，VT1不关断，直到VT2的脉冲到来，才换流，——ud波形中出现负的部分。id波形有一定的脉动，但为简化分析及定量计算，可将id近似为一条水平线。阻感负载时的移相范围为90。udiauaubucibiciduacOwtOwtOOwtOOwtawtwt动画演示32第三十二页，共130页。3.2.1三相半波可控整流电路数量关系由于负载电流连续，

Ud可由式（3-18）求出，即Ud/U2与a成余弦关系，如图3-15中的曲线2所示。如果负载中的电感量不是很大，Ud/U2与a的关系将介于曲线1和2之间，曲线3给出了这种情况的一个例子。图3-15三相半波可控整流电路Ud/U2随a变化的关系1－电阻负载

2－电阻电感负载3－电感负载33第三十三页，共130页。3.2.1三相半波可控整流电路变压器二次电流即晶闸管电流的有效值为晶闸管的额定电流为晶闸管最大正、反向电压峰值均为变压器二次线电压峰值三相半波的主要缺点在于其变压器二次电流中含有直流分量，为此其应用较少。（3-23）（3-24）（3-25）34第三十四页，共130页。3.2.2三相桥式全控整流电路三相桥是应用最为广泛的整流电路共阴极组——阴极连接在一起的3个晶闸管（VT1，VT3，VT5）共阳极组——阳极连接在一起的3个晶闸管（VT4，VT6，VT2）图3-17三相桥式全控整流电路原理图导通顺序：

VT1－VT2

－VT3－

VT4

－VT5－VT635第三十五页，共130页。3.2.2三相桥式全控整流电路1）带电阻负载时的工作情况当a≤60时，ud波形均连续，对于电阻负载，id波形与ud波形形状一样，也连续波形图：a

=0（图3-18）

a

=30（图3-19）

a

=60（图3-20）当a>60时，ud波形每60中有一段为零，ud波形不能出现负值波形图：a

=90（图3-21）带电阻负载时三相桥式全控整流电路a角的移相范围是12036第三十六页，共130页。3.2.2三相桥式全控整流电路晶闸管及输出整流电压的情况如表3-1所示时段IIIIIIIVVVI共阴极组中导通的晶闸管VT1VT1VT3VT3VT5VT5共阳极组中导通的晶闸管VT6VT2VT2VT4VT4VT6整流输出电压udua-ub=uabua-uc=uacub-uc=ubcub-ua=ubauc-ua=ucauc-ub=ucb

请参照图3-1837第三十七页，共130页。3.2.2三相桥式全控整流电路（2）对触发脉冲的要求：按VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的顺序，相位依次差60。共阴极组VT1、VT3、VT5的脉冲依次差120，共阳极组VT4、VT6、VT2也依次差120。同一相的上下两个桥臂，即VT1与VT4，VT3与VT6，VT5与VT2，脉冲相差180。

三相桥式全控整流电路的特点（1）2管同时通形成供电回路，其中共阴极组和共阳极组各1，且不能为同1相器件。38第三十八页，共130页。3.2.2三相桥式全控整流电路（3）ud一周期脉动6次，每次脉动的波形都一样，故该电路为6脉波整流电路。（4）需保证同时导通的2个晶闸管均有脉冲可采用两种方法：一种是宽脉冲触发一种是双脉冲触发（常用）

(5）晶闸管承受的电压波形与三相半波时相同，晶闸管承受最大正、反向电压的关系也相同。

三相桥式全控整流电路的特点39第三十九页，共130页。a≤60时（a

=0

图3-22；a

=30图3-23）ud波形连续，工作情况与带电阻负载时十分相似。各晶闸管的通断情况输出整流电压ud波形晶闸管承受的电压波形3.2.2三相桥式全控整流电路2)阻感负载时的工作情况主要包括a>60时（a

=90图3-24）阻感负载时的工作情况与电阻负载时不同。

电阻负载时，ud波形不会出现负的部分。阻感负载时，ud波形会出现负的部分。带阻感负载时，三相桥式全控整流电路的a角移相范围为90

。区别在于：得到的负载电流id波形不同。

当电感足够大的时候，id的波形可近似为一条水平线。40第四十页，共130页。3.2.2三相桥式全控整流电路3)定量分析当整流输出电压连续时（即带阻感负载时，或带电阻负载a≤60时）的平均值为：

带电阻负载且a

>60时，整流电压平均值为：输出电流平均值为：Id=Ud/R（3-26）（3-27）41第四十一页，共130页。3.2.2三相桥式全控整流电路当整流变压器为图3-17中所示采用星形接法，带阻感负载时，变压器二次侧电流波形如图3-23中所示，其有效值为：（3-28）晶闸管电压、电流等的定量分析与三相半波时一致。接反电势阻感负载时，在负载电流连续的情况下，电路工作情况与电感性负载时相似，电路中各处电压、电流波形均相同。仅在计算Id时有所不同，接反电势阻感负载时的Id为：（3-29）式中R和E分别为负载中的电阻值和反电动势的值。42第四十二页，共130页。ik=ib是逐渐增大的，而ia=Id-ik是逐渐减小的。当ik增大到等于Id时，ia=0，VT1关断,换流过程结束。3.3

变压器漏感对整流电路的影响考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响，该漏感可用一个集中的电感LB表示。现以三相半波为例，然后将其结论推广。VT1换相至VT2的过程：因a、b两相均有漏感，故ia、ib均不能突变。于是VT1和VT2同时导通，相当于将a、b两相短路，在两相组成的回路中产生环流ik。图3-25

考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形udidwtOwtOgiciaibiciaIduaubuca43第四十三页，共130页。3.3

变压器漏感对整流电路的影响换相重叠角——换相过程持续的时间，用电角度g表示。换相过程中，整流电压ud为同时导通的两个晶闸管所对应的两个相电压的平均值。换相压降——与不考虑变压器漏感时相比，ud平均值降低的多少。（3-30）（3-31）44第四十四页，共130页。3.3

变压器漏感对整流电路的影响换相重叠角g的计算由上式得：进而得出：（3-32）（3-33）（3-34）45第四十五页，共130页。3.3

变压器漏感对整流电路的影响由上述推导过程，已经求得：

当时，，于是g随其它参数变化的规律：（1）

Id越大则g越大；（2）

XB越大g越大；（3）

当a≤90时，越小g越大。（3-35）（3-36）46第四十六页，共130页。3.3

变压器漏感对整流电路的影响

变压器漏抗对各种整流电路的影响②电路形式单相全波单相全控桥三相半波三相全控桥m脉波整流电路①表3-2

各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算注：①单相全控桥电路中，环流ik是从-Id变为Id。本表所列通用公式不适用；

②三相桥等效为相电压等于的6脉波整流电路，故其m=6，相电压按代入。47第四十七页，共130页。3.3

变压器漏感对整流电路的影响变压器漏感对整流电路影响的一些结论:出现换相重叠角g

，整流输出电压平均值Ud降低。整流电路的工作状态增多。晶闸管的di/dt减小，有利于晶闸管的安全开通。有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的di/dt。换相时晶闸管电压出现缺口，产生正的du/dt，可能使晶闸管误导通，为此必须加吸收电路。换相使电网电压出现缺口，成为干扰源。48第四十八页，共130页。3.4

电容滤波的不可控整流电路3.4.1

电容滤波的单相不可控整流电路3.4.2

电容滤波的三相不可控整流电路49第四十九页，共130页。3.4

电容滤波的不可控整流电路在交—直—交变频器、不间断电源、开关电源等应用场合中，大量应用。最常用的是单相桥和三相桥两种接法。由于电路中的电力电子器件采用整流二极管，故也称这类电路为二极管整流电路。50第五十页，共130页。3.4.1电容滤波的单相不可控整流电路常用于小功率单相交流输入的场合，如目前大量普及的微机、电视机等家电产品中。1）工作原理及波形分析图3-26

电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a)电路

b)波形基本工作过程：在u2正半周过零点至wt=0期间，因u2<ud，故二极管均不导通，电容C向R放电，提供负载所需电流。至wt=0之后，u2将要超过ud，使得VD1和VD4开通，ud=u2，交流电源向电容充电，同时向负载R供电。b)0iudqdp2pwti,uda)+RCu1u2i2VD1VD3VD2VD4idiCiRud51第五十一页，共130页。3.4.1电容滤波的单相不可控整流电路2)主要的数量关系

输出电压平均值

电流平均值

输出电流平均值IR为：IR=Ud/R

Id=IR

二极管电流iD平均值为：ID=Id/2=IR/2

二极管承受的电压

（3-47）（3-48）（3-49）空载时，。重载时，Ud逐渐趋近于0.9U2，即趋近于接近电阻负载时的特性。在设计时根据负载的情况选择电容C值，使,此时输出电压为：Ud≈1.2U2。（3-46）52第五十二页，共130页。3.4.1电容滤波的单相不可控整流电路

感容滤波的二极管整流电路实际应用为此情况，但分析复杂。ud波形更平直，电流i2的上升段平缓了许多，这对于电路的工作是有利的。图3-29

感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a）电路图b）波形a)b)u2udi20dqpwti2,u2,ud53第五十三页，共130页。3.4.2电容滤波的三相不可控整流电路1）基本原理某一对二极管导通时，输出电压等于交流侧线电压中最大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。当没有二极管导通时，由电容向负载放电，ud按指数规律下降。图3-30

电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形a)b)Oiaudiduduabuac0dqwtpp3wt54第五十四页，共130页。

电流id

断续和连续的临界条件wRC=在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的，分界点就是R=/wC。3.4.2电容滤波的三相不可控整流电路由“电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。假设在wt+d

=2p/3的时刻“速度相等”恰好发生，则有图3-31电容滤波的三相桥式整流电路当wRC等于和小于时的电流波形a）wRC=

b）wRC<由上式可得（3-50）a)b)wtwtwtwtaidaidOOOO55第五十五页，共130页。3.4.2电容滤波的三相不可控整流电路考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况：电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。随着负载的加重，电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐渐接近。图3-32

考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形a）电路原理图

b）轻载时的交流侧电流波形

c）重载时的交流侧电流波形b)c)iaiaOOtt56第五十六页，共130页。3.4.2电容滤波的三相不可控整流电路2)主要数量关系（1）输出电压平均值

Ud在（2.34U2~2.45U2）之间变化（2）电流平均值

输出电流平均值IR为：IR=Ud/R

（3-51）与单相电路情况一样，电容电流iC平均值为零，因此：Id=IR

（3-52）二极管电流平均值为Id的1/3，即：ID=Id/3=IR/3

（3-53）

（3）二极管承受的电压

二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为。

57第五十七页，共130页。3.5整流电路的谐波和功率因数3.5.1

谐波和无功功率分析基础3.5.2

带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析3.5.3

电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析3.5.4

整流输出电压和电流的谐波分析58第五十八页，共130页。3.5整流电路的谐波和功率因数·引言随着电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带来的谐波(harmonics)和无功(reactivepower)问题日益严重，引起了关注。无功的危害：导致设备容量增加。使设备和线路的损耗增加。线路压降增大，冲击性负载使电压剧烈波动。谐波的危害：降低设备的效率。影响用电设备的正常工作。引起电网局部的谐振，使谐波放大，加剧危害。导致继电保护和自动装置的误动作。对通信系统造成干扰。59第五十九页，共130页。3.5.1

谐波和无功功率分析基础1）谐波对于非正弦波电压，满足狄里赫利条件，可分解为傅里叶级数：n次谐波电流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示

（3-57）电流谐波总畸变率THDi（TotalHarmonicdistortion）定义为

（3-58）正弦波电压可表示为：基波（fundamental）——频率与工频相同的分量谐波——频率为基波频率大于1整数倍的分量谐波次数——谐波频率和基波频率的整数比60第六十页，共130页。3.5.1

谐波和无功功率分析基础2）功率因数正弦电路中的情况电路的有功功率就是其平均功率：（3-59）视在功率为电压、电流有效值的乘积，即S=UI

（3-60）无功功率定义为：Q=UIsinj

（3-61）功率因数l定义为有功功率P和视在功率S的比值：

（3-62）

此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关系：（3-64）功率因数是由电压和电流的相位差j决定的:l=cosj

（3-63）61第六十一页，共130页。3.5.1

谐波和无功功率分析基础非正弦电路中的情况有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功率因数仍由式定义。不考虑电压畸变，研究电压为正弦波、电流为非正弦波的情况有很大的实际意义。非正弦电路的有功功率：P=UI1

cosj1（3-65）功率因数为：（3-66）

基波因数——n

=I1/I，即基波电流有效值和总电流有效值之比位移因数（基波功率因数）——cosj1功率因数由基波电流相移和电流波形畸变这两个因素共同决定的。62第六十二页，共130页。3.5.1

谐波和无功功率分析基础非正弦电路的无功功率定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义。一种简单的定义是仿照式（3-63）给出的：（3-67）无功功率Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受。也可仿照式（3-61）定义无功功率，为和式（3-67）区别，采用符号Qf，忽略电压中的谐波时有：Qf=UI1

sinj

1(3-68）在非正弦情况下，，因此引入畸变功率D，使得：（3-69）Qf为由基波电流所产生的无功功率，D是谐波电流产生的无功功率。63第六十三页，共130页。3.5.2

带阻感负载时可控整流电路

交流侧谐波和功率因数分析1)单相桥式全控整流电路忽略换相过程和电流脉动，带阻感负载，直流电感L为足够大（电流i2的波形见图3-6）i2Owtd（3-72）变压器二次侧电流谐波分析：n=1,3,5,…（3-73）电流中仅含奇次谐波。各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。64第六十四页，共130页。65第六十五页，共130页。3.5.2

带阻感负载时可控整流电路

交流侧谐波和功率因数分析基波电流有效值为（3-74）

i2的有效值I=Id，结合式（3-74）可得基波因数为

（3-75）电流基波与电压的相位差就等于控制角，故位移因数为（3-76）所以，功率因数为

（3-77）

功率因数计算66第六十六页，共130页。3.5.2

带阻感负载时可控整流电路

交流侧谐波和功率因数分析2）三相桥式全控整流电路图3-23三相桥式全控整流电路带阻感负载a=30时的波形阻感负载，忽略换相过程和电流脉动，直流电感L为足够大。以

=30为例，此时，电流为正负半周各120的方波，其有效值与直流电流的关系为：（3-78）tud1a=30°ud2uduabuacubcubaucaucbuabuacⅠⅡⅢⅣⅤⅥwtOwOwtOwtOidiawt1uaubuc（3-78）67第六十七页，共130页。3.5.2

带阻感负载时可控整流电路

交流侧谐波和功率因数分析变压器二次侧电流谐波分析：电流基波和各次谐波有效值分别为（3-80）电流中仅含6k1（k为正整数）次谐波。各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。功率因数计算基波因数：（3-81）位移因数仍为：（3-82）功率因数为：（3-83）68第六十八页，共130页。69第六十九页，共130页。3.5.3

电容滤波的不可控整流电路

交流侧谐波和功率因数分析1)单相桥式不可控整流电路实用的单相不可控整流电路采用感容滤波。电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下规律：谐波次数为奇次。谐波次数越高，谐波幅值越小。谐波与基波的关系是不固定的。越大，则谐波越小。关于功率因数的结论如下：位移因数接近1，轻载超前，重载滞后。谐波大小受负载和滤波电感的影响。70第七十页，共130页。3.5.3

电容滤波的不可控整流电路

交流侧谐波和功率因数分析2)三相桥式不可控整流电路实际应用的电容滤波三相不可控整流电路中通常有滤波电感。交流侧谐波组成有如下规律：谐波次数为6k±1次，k=1，2，3…。谐波次数越高，谐波幅值越小。谐波与基波的关系是不固定的。关于功率因数的结论如下：位移因数通常是滞后的,但与单相时相比,位移因数更接近1。随负载加重（wRC的减小），总的功率因数提高；同时，随滤波电感加大，总功率因数也提高。71第七十一页，共130页。3.5.4

整流输出电压和电流的谐波分析

整流电路的输出电压中主要成分为直流，同时包含各种频率的谐波，这些谐波对于负载的工作是不利的。图3-33

a=0时，m脉波整流电路的整流电压波形

=0时，m脉波整流电路的整流电压和整流电流的谐波分析。整流输出电压谐波分析整流输出电流谐波分析详见书P7272第七十二页，共130页。3.5.4

整流输出电压和电流的谐波分析

=0时整流电压、电流中的谐波有如下规律：m脉波整流电压ud0的谐波次数为mk（k=1，2，3...）次，即m的倍数次；整流电流的谐波由整流电压的谐波决定，也为mk次。当m一定时，随谐波次数增大，谐波幅值迅速减小，表明最低次（m次）谐波是最主要的，其它次数的谐波相对较少；当负载中有电感时，负载电流谐波幅值dn的减小更为迅速。m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减小，电压纹波因数迅速下降。73第七十三页，共130页。3.5.4

整流输出电压和电流的谐波分析

不为0时的情况：整流电压谐波的一般表达式十分复杂，下面只说明谐波电压与

角的关系。图3-34

三相全控桥电流连续时，以n为参变量的与

的关系以n为参变量，n次谐波幅值对的关系如图3-34所示：当

从0~90变化时，ud的谐波幅值随

增大而增大，

=90时谐波幅值最大。

从90~180之间电路工作于有源逆变工作状态，ud的谐波幅值随

增大而减小。74第七十四页，共130页。3.6

大功率可控整流电路3.6.1

带平衡电抗器的双反星形可控整流电路3.6.2

多重化整流电路75第七十五页，共130页。3.6

大功率可控整流电路·引言带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点：适用于低电压、大电流的场合。多重化整流电路的特点：在采用相同器件时可达到更大的功率。可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而减小对供电电网的干扰。76第七十六页，共130页。3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路电路结构的特点图3-35

带平衡电抗器的双反星形可控整流电路二次侧为两组匝数相同极性相反的绕阻，分别接成两组三相半波电路。二次侧两绕组的极性相反可消除铁芯的直流磁化。平衡电抗器是为保证两组三相半波整流电路能同时导电。与三相桥式电路相比，双反星形电路的输出电流可大一倍。77第七十七页，共130页。3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路绕组的极性相反的目的：消除直流磁通势如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。图3-36

双反星形电路，=0时两组整流电压、电流波形twwtud1uaubuciaud2ia'uc'ua'ub'uc'OwtOOwtOId12Id16Id12Id1678第七十八页，共130页。3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路接平衡电抗器的原因：当电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流。两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。两个星形的中点n1和n2间的电压等于ud1和ud2之差。该电压加在Lp上，产生电流ip，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为环流或平衡电流。为了使两组电流尽可能平均分配，一般使Lp值足够大，以便限制环流在负载额定电流的1%～2%以内。79第七十九页，共130页。3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为六相半波整流电路：只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角为60o，平均电流为Id/6。当α=0o

时，Ud为1.35U2，比三相半波时的1.17U2略大些。因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用。平衡电抗器的作用：使得两组三相半波整流电路同时导电。对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路原理的关键。80第八十页，共130页。3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路平衡电抗器使得两组三相半波整流电路同时导电的原理分析：图3-37

平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形图3-38

平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况平衡电抗器Lp承担了n1、n2间的电位差，它补偿了ub′和ua的电动势差，使得ub′和ua两相的晶闸管能同时导电。（3-97）（3-98）

时，ub′>ua，VT6导通，此电流在流经LP时，LP上要感应一电动势up，其方向是要阻止电流增大。可导出Lp两端电压、整流输出电压的数学表达式如下：upud1,ud2OO60°360°t1ttb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'81第八十一页，共130页。3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路原理分析(续)：图3-37

平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形图3-38

平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况虽然，但由于Lp的平衡作用，使得晶闸管VT6和VT1同时导通。

时间推迟至ub′与ua的交点时，ub′=ua

，。之后ub′<ua

，则流经ub′相的电流要减小，但Lp有阻止此电流减小的作用，up的极性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6继续导电。

直到uc′>ub′

，电流才从VT6换至VT2。此时VT1、VT2同时导电。每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导电。upud1,ud2OO60°360°t1ttb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'82第八十二页，共130页。3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路由上述分析以可得：图3-37

平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值。波形如图3-37a。（3-98）谐波分析分析详见P75-P76。ud中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波为六次谐波。直流平均电压为：u,uupd1d2OO60°360°t1ttb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'83第八十三页，共130页。3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

=30、

=60和

=90时输出电压的波形分析图3-39当

=30、60、90时，双反星形电路的输出电压波形

分析输出波形时，可先求出ud1和ud2波形，然后根据式（3-98）做出波形(ud1+ud2)/2。输出电压波形与三相半波电路比较，脉动程度减小了，脉动频率加大一倍，f=300Hz。电感负载情况下，移相范围是90。电阻负载情况下，移相范围为120。。90=a。60=a。30=audududwtOwtOwtOuaubucuc'ua'ub'ubucuc'ua'ub'ubucuc'ua'ub'84第八十四页，共130页。3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为:

Ud=1.17U2cos

将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论：三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器。当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/2，而Id是三相桥的2倍。两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样，ud和id的波形形状一样。85第八十五页，共130页。3.6.2

多重化整流电路概述：整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。原理：按照一定的规律将两个或更多的相同结构的整流电路进行组合得到。目标：

移相多重联结减少交流侧输入电流谐波，串联多重整流电路采用顺序控制可提高功率因数。86第八十六页，共130页。3.6.2

多重化整流电路1)移相多重联结图3-40

并联多重联结的12脉波整流电路有并联多重联结和串联多重联结。可减少输入电流谐波，减小输出电压中的谐波并提高纹波频率，因而可减小平波电抗器。使用平衡电抗器来平衡2组整流器的电流。2个三相桥并联而成的12脉波整流电路。87第八十七页，共130页。3.6.2

多重化整流电路移相30构成的串联2重联结电路图3-41

移相30串联2重联结电路

图3-42

移相30串联2重联结电路电流波形整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差30、大小相等的两组电压。该电路为12脉波整流电路。星形三角形0a)b)c)d)ia1Id180°360°ia2iab2'iAIdiab2wtwtwtwt000Id2333Id33IdId323(1+)Id323(1+)Id33Id1388第八十八页，共130页。3.6.2

多重化整流电路iA基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn分别如下：（3-103）（3-104）即输入电流谐波次数为12k±1，其幅值与次数成反比而降低。该电路的其他特性如下：直流输出电压位移因数cosj1=cosa

（单桥时相同）功率因数l=ncosj1

=0.9886cosa89第八十九页，共130页。3.6.2

多重化整流电路利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20，可将三组桥构成串联3重联结电路：整流变压器采用星形三角形组合无法移相20，需采用曲折接法。整流电压ud在每个电源周期内脉动18次，故此电路为18脉波整流电路。交流侧输入电流谐波更少，为18k±1次（k=1,2,3…），ud的脉动也更小。输入位移因数和功率因数分别为：cosj1=cosa=0.9949cosa90第九十页，共130页。3.6.2

多重化整流电路将整流变压器的二次绕组移相15，可构成串联4重联结电路：

为24脉波整流电路。其交流侧输入电流谐波次为24k±1，k=1，2，3…。输入位移因数功率因数分别为：cosj1=cosa=0.9971cosa采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数。91第九十一页，共130页。3.6.2

多重化整流电路2)多重联结电路的顺序控制只对一个桥的角进行控制，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定。

或者不工作而使该桥输出直流电压为零。或者=0而使该桥输出电压最大。根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称为顺序控制。不能降低输入电流谐波，但是总功率因数可以提高。我国电气机车的整流器大多为这种方式。92第九十二页，共130页。3.6.2

多重化整流电路

3重晶闸管整流桥顺序控制

图3-43

单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形控制过程可详见教材P78。从电流i的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其基波分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的功率因数。a)db)c)iId2IduOap+a93第九十三页，共130页。3.7

整流电路的有源逆变工作状态3.7.1

逆变的概念3.7.2

三相桥整流电路的有源逆变工作状态3.7.3

逆变失败与最小逆变角的限制94第九十四页，共130页。3.7.1

逆变的概念1)什么是逆变？为什么要逆变？逆变（Invertion）——把直流电转变成交流电，整流的逆过程。逆变电路——把直流电逆变成交流电的电路。有源逆变电路——交流侧和电网连结。应用：直流可逆调速系统、交流绕线转子异步电动机串级调速以及高压直流输电等。无源逆变电路——变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接到负载，将在第4章介绍。对于可控整流电路，满足一定条件就可工作于有源逆变，其电路形式未变，只是电路工作条件转变。既工作在整流状态又工作在逆变状态，称为变流电路。95第九十五页，共130页。3.7.1

逆变的概念2)直流发电机—电动机系统电能的流转图3-44直流发电机—电动机之间电能的流转a）两电动势同极性EG

>EM

b）两电动势同极性EM>EG

c）两电动势反极性，形成短路电路过程分析。两个电动势同极性相接时，电流总是从电动势高的流向低的，回路电阻小，可在两个电动势间交换很大的功率。96第九十六页，共130页。3.7.1

逆变的概念3)逆变产生的条件单相全波电路代替上述发电机图3-45

单相全波电路的整流和逆变交流电网输出电功率电动机输出电功率a)b)u10udu20u10aOOwtwtIdidUd>EMu10udu20u10OOwtwtIdidUd<EMaiVT1iVT2iVT2id=iVT+iVT12id=iVT+iVT12iVT1iVT2iVT197第九十七页，共130页。3.7.1

逆变的概念从上述分析中，可以归纳出产生逆变的条件有二：有直流电动势，其极性和晶闸管导通方向一致，其值大于变流器直流侧平均电压。晶闸管的控制角

>/2，使Ud为负值。半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压ud不能出现负值，也不允许直流侧出现负极性的电动势，故不能实现有源逆变。欲实现有源逆变，只能采用全控电路。98第九十八页，共130页。3.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态逆变和整流的区别：控制角不同

0<<p

/2

时，电路工作在整流状态。

p

/2<

<

p时，电路工作在逆变状态。可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数计算等各项问题。把a>p/2时的控制角用p-

=b表示，b称为逆变角。逆变角b和控制角a的计量方向相反，其大小自b=0的起始点向左方计量。99第九十九页，共130页。3.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的输出电压波形及晶闸管两端电压波形如图3-46所示。图3-46

三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形uabuacubcubaucaucbuabuacubcubaucaucbuabuacubcubaucaucbuabuacubcuaubucuaubucuaubucuaubu2udwtOwtOb=p4b=p3b=p6b=p4b=p3b=p6wt1wt3wt2100第一百页，共130页。3.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态有源逆变状态时各电量的计算：输出直流电流的平均值亦可用整流的公式，即（3-105）每个晶闸管导通2p/3，故流过晶闸管的电流有效值为：（3-106）从交流电源送到直流侧负载的有功功率为：（3-107）当逆变工作时，由于EM为负值，故Pd一般为负值，表示功率由直流电源输送到交流电源。（3-108）

在三相桥式电路中，变压器二次侧线电流的有效值为：101第一百零一页，共130页。3.7.3

逆变失败与最小逆变角的限制逆变失败（逆变颠覆）

逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸管电路短路，或使变流器的输出平均电压和直流电动势变成顺向串联，形成很大短路电流。触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正常换相。晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通。交流电源缺相或突然消失。换相的裕量角不足，引起换相失败。1)逆变失败的原因102第一百零二页，共130页。3.7.3

逆变失败与最小逆变角的限制换相重叠角的影响：图3-47交流侧电抗对逆变换相过程的影响当b>g时，换相结束时，晶闸管能承受反压而关断。如果b<g时（从图3-47右下角的波形中可清楚地看到），该通的晶闸管（VT2）会关断，而应关断的晶闸管（VT1)不能关断，最终导致逆变失败。udOOidwtwtuaubucuaubpbgb<gagbb>giVT1iVTiVT3iVTiVT322103第一百零三页，共130页。3.7.3

逆变失败与最小逆变角的限制2)确定最小逆变角bmin的依据逆变时允许采用的最小逆变角b应等于bmin=d+g+q′

（3-109）d——晶闸管的关断时间tq折合的电角度g——

换相重叠角q′——安全裕量角tq大的可达200~300ms，折算到电角度约4~5。随直流平均电流和换相电抗的增加