开关电源环路设计要点

2012/07/12开关电源环路设计要点

议程电源系统的基本特征。电源系统的环路框图。2.1主功率的小信号模型H(S)。

2.2补偿部分常见网络G(S)。常见的控制方式。

3.1电压型控制方式。

3.2电流型控制方式。

3.3电压型控制方式与电流型控制方式的对比。电流型控制方式实际设计要点。

4.1电流控制的次谐波与斜坡补偿。

4.2电流型补偿中的实际设计要点。隔离电源环路中TL431与运放在电源环路设计中的要点。

5.1TL431应用要点。

5.2运放的应用要点。仿真及其它

检测到输出电压变化时，调节占空比电源系统主电路：无论输入电压和负载如何变化，都要得到稳定的输出电压控制电路：脉宽调制电路补偿电路电源系统的基本特征电源系统电源系统的基本特征主功率电路：H(s)控制电路：G(s)我们需要关注的部分，T(s)，这个决定了我们的系统是否稳定环路设计的目标1.高的低频增益，带来足够的输出控制精度2.足够的Phasemargin和Gainmargin，带来足够的稳定性。3.高带宽，良好快速的动态响应功率级小信号传递函数H(S)取得功率级小信号传递函数的方法是多种多样的，常见的方法有状态空间法和平均模型法，其它的有电感电流法等。对于一般使用的变换器来说，buck,boost(buck_boost)是最基本的拓扑。一般的正激（双管正激）对应着buck模型，flyback拓扑是对应着buck_boost模型。半桥和全桥拓扑如果副边是center-type的，依然对应着buck模型。这些都是二阶系统。复杂的拓扑如ACF(有源钳位正激)，Sepic的小信号传递函数会比较复杂，ACF的励磁电感和钳位容会带来一个四阶系统，建模会相对复杂。

CCM模式和DCM模式对应的功率级小信号函数式不同的。由于实际中CCM更加难以补偿，这里主要讨论CCM模式

功率级小信号传递函数H(S)-平均模型受控电流源受控电压源Buck功率级小信号传递函数Gvd电压源短路电流源短路Step1:Step2:Buck功率级小信号传递函数Gvd负载增加Buck功率级小信号传递函数GvdESR增加考虑电容的ESRBuck功率级小信号传递函数GvdDCR增加考虑电感的DCRBoost功率级小信号传递函数Gvd其中：令输入电压扰动和负载扰动为0Boost功率级小信号传递函数Gvd其中：占空比对输出的扰动标准形式输入电压对输出的扰动标准形式右半平面的零点-容易导致系统振荡Boost和Buckboost的带宽没有buck宽，相位的跌落会影响相角裕量。占空比增加的瞬间，输出电压是下降的。常见的三种环路补偿网络G(S)Type-3的波特图Type-3补偿器在实际应用广泛使用，尤其在电压模式控制中更加多见，实际在电流模式中我们也经常使用来增加灵活性。Type-3闭环后的特性Type-3的使用要点在于将两个零点置于LC谐振频率附近，一个极点放在变换器本身的零点附近，最后一个零点放在高频处已提供足够的幅值余量。电压型控制的基本框图Gvd(s)对应着变换器本身的特征，我们在功率设计的时候已经确定了，Fm对应ramp信号的斜率，Gea(s)是补偿网络。可以看到，电压型控制是相对简单的，功率级我们通过建模得到Gvd,只需设计反馈部分Gea(s)

峰值电流控制基本框图电流模式与电压模式的关键在于电流模式加入了电流内环Ti(s)，设计会更加复杂

1.从对比的公式可以看到，对应同样的（功率级）来说，电流型比电压要复杂的多，其中Gvd,Gid都可以从平均模式或其它方法推导得到。He(s)是一个采样保持函数，可以参考ridley的具体文章。Fm是由斜坡补偿和采样电流斜率决定的。2.简单的说，电流型控制降低了所需要补偿网络的阶数，从二阶系统降低到一阶系统（在一些我们感兴趣的频段内）。3.电流型控制并不能消除右边平面零点。电流型模式的功率特性（包含了电流内环），这里忽略了输入，输出的影响（影响很小）电压型模式的功率级特性电压型与电流型控制模式功率级的对比电压模式与电流模式的功率级对比可以看到，电压模式双极点的影响在电流模式里大大简化了。电流模式带来了更容易补偿的特性.电压型与电流型控制模式功率级的对比

实际的bode图（电压型-闭环）18VinFLPhase=24.72degGain=-8.557dB18VinNLPhase=70.7degGain=-20.28dB

实测的bode图（电流型-闭环）18VinFLPhase=68degGain=-11dB18VinNLPhase=73degGain=-16dB以上对比时基于同样的功率级拓扑来进行补偿的结果，可以看出电流型环路更容易补偿.

电流型or电压型容易设计和分析过程Ramp信号可以取到较大（相对于电流型来说）从而不容易受到噪声的干扰，电流信号由于实际还会做逐波限流，一般都不超过1V/0.5V多路输出情况下更好的交叉调整率。电压型的优点对于输入和负载的变化都要体现在输出电压反应，响应较慢。双极点补偿比较苦难，带宽必需远小于双极点，受功率级影响较大。

不同输入，不同负载范围下功率级函数变化较大，不利于补偿。电压型的缺点

电流型or电压型电流型在低频部分类似于单极点系统，更容易满足相位余量，简化了设计电流型控制本身提供了单个周期的过流保护（或者可以说过功率保护），提高了模块的可靠性。CCMtoDCM的主功率环路更加一致，电压模式下CCMtoDCM的主功率环路变化时很大的。全桥电路中良好的电流型控制可以去除隔直电容。更适合并联应用。电流型的优点两个环路（电压环+电流环）让设计更加复杂。次谐波问题-由于电流型控制自身的问题，当占空比大于50%就会带来次谐波的问题，需要斜坡补偿。电流信号做为产生dutycycle的一部分，对电流信号的控制要求很高，容易受到电源本身的谐振干扰。负载电流很小的时候提供的电流信号太小。电流型的缺点

电流型控制—次斜波与斜坡补偿上图阐释了电流型控制Dutycycle大于0.5情况下不稳定的分析，由此公式可以看到M2<M1(D<0.5)扰动才不会扩大加入斜坡m后，可以解出m>-1/2m2做为稳定的最基本条件。

电流型控制—次斜波与斜坡补偿

在环路里它是如何体现的呢，这就对应着我们提到的He(s)采样保持函数，它是一个在1/2Ts的时候的双极点。，其中Se是斜坡补偿的斜率，而Sn是电流信号的斜率。

电流型控制—次斜波与斜坡补偿

下图说明了在不同的不同Q值情况下的表现，也同时告诉我们，只满足最低条件Se>-1/2Sn是不够的,如果我们想得到更好的Q（比如Q<1），在占空比<50%的时候也加斜坡补偿。电流型控制—次斜波与斜坡补偿

如何检查是否发生了次谐波呢，检查你的CSpin电压和COM(PWM反馈点）电压。如果COM没有变化而你存在大小占空比，即使你没有<50%，也可以怀疑是否有次谐波。次谐波并不一定是1/2Fs，另外，在波特图中在高频（1/5Fsto½Fs)如果发现了双极点，也可以推断是次谐波。典型的次谐波震荡CurrentSense电流波形电流型控制—次斜波与斜坡补偿

具体实现斜坡补偿的方法，一般有以下几种:1.在3842的Pin3和Pin4之间接容（220pF),不推荐，会改变变换器的开关频率。2.在3842的RC振荡器取得一个固定的RAMP，用三极管隔开(建议加入以减小噪音的干扰），如下图，这样比较常见的解法。3.右图是Ridley推荐的接法，不同占空比下会产生不同大小的补偿，个人觉得加一个三极管隔开更佳。

电流型控制—次斜波与斜坡补偿

现在的芯片很多都自带了斜坡补偿，以内部电流源的形式出现，如下图，在CS上的等效电阻也会起到斜坡补偿的作用。注意到，这种接法的加入的斜坡补偿ramp也是和占空比相关的。也是比较好的方法

电流型控制—实际设计的考虑电流采样的方法：1.采用电流互感器采样，电流互感器采样中电流互感器的位置是值得注意的，放置于开关管下方会采到开通电流，如果滤波不够，会带来误触发。2.采用电阻采样，电阻采样要仔细考虑采样电阻的功耗以及选取PWM芯片的CS门槛问题，从损耗的角度来说，采样电阻应该越小越好，但如果对应的门槛远大于采样电压，短路过程中PWM芯片不能快速的逐波保护，会带来更高的应力风险。

电流型控制—实际设计的考虑电流采样的方法：

电阻采样在隔离电源的原边，一般的波形如下，注意到，这个成分是非常复杂的，包含了反向恢复的电流，驱动开通的电流，还有原边励磁电感的电流（计算Fm时候不要忘记（尤其正激类拓扑）。右图展示了加入滤波的波形和采用前沿消隐的波形区别。

电流型控制—实际设计的考虑下图具体说明了电流采样滤波的形式，R1,C2的滤去采样电流中开通电流的信号以免误导通开关管，但C2取大后会带来以下问题。1.变换器环路会趋向于电压型。2.短路时候开关管应力超标。3.如果采用blankleadingedge的PWM芯片，C2是可以拿去的，但要确定检查进入PWM芯片没有引入噪声。

电流型控制—实际设计的考虑加入前馈：

尽管电流模式控制本身就带有前馈的特质，但必要的前馈依然会带来一些好处:1.改善环路在不同输入电压下的增益使得环路更好补偿。2.改善短路时候的开关管应力，在未加前馈的电流型控制变换器，采样电流（很多时候是才原边电流）的峰值总是出现在最低电压，但开关管应力总是出现在最高电压下，短路情况下，触到CSlimit电压的速度决定了原边开关管的应力（在同样的吸收情况下），加入前馈，使得进入PWM芯片的CS电压变得平均而且接近于CSlimit,会明显的改善开关管短路状态的应力。环路控制—最容易导致不稳定的因素最容易导致电源不稳的一些因素，存在于环路补偿环节中，但大多并非补偿了不正确的极点与零点。电流型控制—最容易导致不稳定的因素

1.关键部分的布线，电流型控制中，CS采样部分和Clock信号部分是环路中最重要的部分，需要仔细考量，合理滤波。2.光耦在隔离电源中是非常重要的环路部分。光耦的供电要尽力消除干扰。3.运放也是环路中重要的部分，需要注意良好的供电和避开干扰源。4.最大duty附近，最大duty附近很多都和芯片本身相关。5.不足的斜坡补偿，不仅仅对于大于50%占空比，对于非常轻载的模块，足够的斜坡补偿都会带来帮助。6.最后才是不正确的零点极点配置，TL431-内部模型

TL431是一种非常常见的应用做环路控制的器件，他的内部模型如下所示:1.内部有自置的Ref，2.5V,1.225V等2.供电电流来自K级

TL431应用要点

TL431最常见的应用如下图所示，它的工作原理非常类似运放，但又有所不同，Rled在环路控制中起到一个FASTlane的作用。另外，值得注意的是TL431的K级工作电压时有限的，存在,一般来说，这个值是等于Vref.TL431应用要点－光耦电流

TL431最先要考虑的事光耦的工作电流,一般需要首先确定最大的Rled值，下面公式中Vf为光耦正向压降，最小工作电流和最小CTR下得到Rled最大值。原边Ｖｆｂ的设定取决于ＰＷＭ芯片及控制方式。TL431应用要点下图对应了这种接法的传递函数TL431应用要点这部分传递函数看起来可以做一个Type-2的补偿，实际上，由于，IF不会小于1mA,Rpullup又需要提供中频增益，中频增益决定了带宽，对带宽需求高的场合，不是好的选择。TL431应用要点-如何消除Fastlane如何让给光耦以及TL431供电的这个电阻和输出没有关系？解决方法是做一个单独的供电，如加稳压管Vz。TL431应用要点-如何消除Fastlane隔开光耦供电与输出的关系后，TL431工作的完全像个运放了，新的传递函数可见下图，推导也变得容易。TL431应用要点-如何消除Fastlane消除了fastlane后，新的传递函数如下，由于引入了R2，我们中频增益不再只由Rpullup和Rled决定。补偿也更加容易，和运放一样，type-3也可以用消除fastlane的方法实现。TL431应用要点-不同供电的环路对比

下图可以看到，采用固定电压的bias供电的TL431和采用Vo供电的TL431环路会有很大的不同，同样采用Type-3补偿器，用Vo供电环路难以补偿.采用regulatedbias的环路Fastlane的环路TL431应用要点-与运放的对比

TL431与运放的波特图对比可以看到，TL431在于常规运放(LM2904)的比较中（相同模块相同参数），并没有大的区别。采用运放的闭环波特图采用TL431的闭环波特图TL431测试环路如未消除fastlane，应当注意测试中的测试点，下图的A点与B点的结果是非常不同的（尤其在电压型控制中）。TL431应用要点-测试A点与B点的区别下图显示了不同点测试得到的不同结果，A点能够正确的反映出环路的特性。而B点不能正确的反映出我们需要的环路特性。A点测量得到的环路（正确）B点测量得到的环路（错误）运放应用的一些实际考虑运放的使用也要考虑光耦工作电流的问题，要保证在全范围内光耦工作在合适的工作电流下，只是运放的输出电压更宽，可以工作在工作电压Vdd到零之间。运放应用的一些实际考虑与ＴＬ４３１类似，运放也会有fastlane的问题，解决方法可以与TL431一样加入Zener，也可以不同，改变输出的接法从Sink到Source也可以消除fastlane.但须注意原边的接法也需要反过来。光耦在环路设计中的考虑光耦在设计中除了稳态的考虑，在环路设计中也需要了解他的模型，不同光耦的CTR以及内部的寄生参数会对环路设计带来一些区别。下图显示了光耦模型的特性。右图未三极管部分的小信号模型。光耦在环路设计中的考虑在典型应用中，光耦体现为一个单极点，带来的带宽影响与它连接的电阻Rc相关，降低此电阻有利于环路的补偿。Hfe与Ccb是光耦的固有特性。光耦在环路设计中的考虑实测的光耦特性如下图，可以看到一个单极点，值得指出的是，对应不同的光耦电流极点变化较大，最好尽量减少Rpu