开关电源设计原理介绍

开关电源设计原理介绍第1页/共62页

目錄一.Fly-back二.Forward三.SPS常用元件四.輸入回路五.整流濾波回路六.PFC七.Transformer八.主Q九.吸收回路十.主Q驅動電路十一.保護第2页/共62页

目錄十二.輸出整流濾波十三.同步整流十四.反饋控制十五.Power設計軟件介紹第3页/共62页某公司設計流程第4页/共62页Fly-back工作原理Step1:Ton工作情形介紹第5页/共62页Fly-back工作原理Step2:Toff工作情形介紹第6页/共62页Forward工作原理Step1:Ton工作情形介紹第7页/共62页Forward工作原理Step2:Toff工作情形介紹第8页/共62页Forward工作原理第9页/共62页Forward工作原理第10页/共62页常用元件介紹電解電容：1.ESR值；V=R(ESR）*I使用50/100KHz測試,通常使用Cp模式。2.靜態電容值;使用120Hz測試,其它電容使用

1KHz,30pF以下使用10KHz.。3.LC值，測試其漏電流越低越好。單位為uA.4.DF(dissipationfactor-散逸因数,损失角tanδ)

越小越好使用1KHz

測試，容量越小，測試頻率要求越高，單位為%.5.IR，使用DC測試60S單位為Gohm。容量誤差：F+/-1;G+/-2;J+/-5;K+/-10;M+/-20;Z+80-20%.第11页/共62页常用元件介紹SMD電阻：1.RCWV(RatedContinousworkingvoltage)=√ratedpower*nominalresistanceorMaxresistance。2.靜態電阻值;其誤差表示B：+/-0.1;D：+/-0.5;其它同上述電容誤差。3.TerminalStrength(0.5KG/10S,彎折度：<15度SMD

電容也同之.4.Powerderatingcurve,一般在70度C時能達到

RCWVMAX，再上升則需考慮derating.5.SMD電阻標示意議：第12页/共62页常用元件介紹第13页/共62页常用元件介紹Mosfet：VDG通常會比Vds低10%。IDP這里是指Id之Peakcurrent.需看Pulse時間T=多少。這個時間越長越好。IDSSID漏電流，（VDS加額定電壓，VGS=0V）越小越好。V(BR)GSS;V(BR)DSSBreakdown電壓，一般定義最小電壓為額定電壓。RDS(ON)DS導通時之電阻。此值越小越好。CISS/COSS/CRSS分別為輸入、輸出、反饋電容。此值越小越好。Switchtime(risetime,falltime,Tontime.Tofftime)所有時間是否符合所設計頻率。IDRIDRP(當Vgs為0V時，)Diode所能承受之反相電流和Peakcurrent.第14页/共62页常用元件介紹9.VDSFDiode所能承受的forward電壓。為一負電流引起的負電壓。此電壓過高可引起發熱量增加。10.TrrDiode反向恢復時間。此時有一個重要參數VDSF,必須要很小才好，那也表明，Trr時間很快。11.Yfsforwardtransferfrequency.此值越高越好。總之，我們希望在Mosfet上得到:LowdrainsourceonresistanceRDS(on)HighforwardtransferfrequencyYfsLowleakagecurrentIdss……………..第15页/共62页常用元件介紹Diode：IFSMPeakforwardsurgecurrent.(注意看它的時間定義）此值是否符合你的要求。I平方t,相當於PD越大越好。VRRM/VRMS最大反向電壓，有效平均電壓。最大值通常會較平均值高30%。VFForwardvoltage.此值越小為電路帶來的損失越小。IR反向漏電流。越小越好。Cj結電容，如果過大會影響你的開關速度和反向恢復時間。Tj結溫。結溫和表面溫度關系為：TJ=TC(case)+PD(VF*Iout)*RJC(RJC為Junctiontocase).第16页/共62页常用元件介紹Transformer:漏感的量測，需對主繞組外的繞組短路，然后使用20~100K/0.1V測試。第17页/共62页計算參數介紹1.輸出/效率=輸入功率2.輸出功率所很占比率=某組輸出/總輸出全電壓時，buckcap需選輸出功率的2~3輸入電壓為195~265V時，使用1倍就可以這就是我們為什么使用PFC的原因之一。注：CDCDC濾波電容，FL為LINEVOLTAGE頻率，Dch為最大linkvoltage與最小linkvoltage間時間與F/L時間比值通常為0.2~0.25.第18页/共62页ΔVdc最大DClinkvoltageripple電壓。通常在選定電容Ripplecurrent時會考慮到。計算參數介紹第19页/共62页VROLm產生之反電勢。占空比影響此電壓占空比越高，此電壓越高。此時Vds也越高。計算參數介紹第20页/共62页Lm需定義在最小輸入電壓最大輸出功率條件下。Krf為在不連續模式時為1，在連續工作模式下：A，全電壓時，0.25~0.5B,在高電壓輸入時，0.4~0.8，由上可見這兩種模式是可以是可以工作於交替狀態的。計算參數介紹第21页/共62页Flyback電路設計在CCM模式下時，當輸入最小電壓，輸出最大負載時，可能會進入DCM模式下，如果要確保產品工作於CCM情形下，VDC就為負值。計算參數介紹第22页/共62页Npmin:初級端的最小圈數，Lm,電感量，Iover:Lm能容許的最大電流量。Bsat工作時的最大磁通密度“T”通常取（0.3~0.35），右圖可見，溫度越高時，T變小，Ae是Core的交叉結合區域，（mm2),其值越大,AW越小，所需圈數越少。計算參數介紹第23页/共62页P/S級匝數比確定，特別說明VF為輸出整流二極管正向壓降。計算參數介紹第24页/共62页Ns(n),其它次級繞組圈數，Na,Vcc(輔助繞組圈數計算）,其它參數見上圖。計算參數介紹第25页/共62页Core中心連接處Gap空間計算。AL可從選定Core參數手冊查出。代表在nogap情形下，nH/turns的平方值,此值越高，則G空間可以更大。計算參數介紹第26页/共62页當長度>1M時，5A/mm^2,當長度<1M時，6~10A/mm^2.為了克服電流及趨膚效應的影響，通常采用多線並繞方式AW，Windows區域體集，Ac,有效面積KF，飽和因素，單組輸出時，0.2~0.25多組輸出時，0.15~0.2。為什么計算AW，是想確認你的線包是否可以裝到這個Core里去。計算參數介紹第27页/共62页整流二極管電壓及電流選定，KL在單組輸出時為1。計算參數介紹第28页/共62页通常的De-rating要求。計算參數介紹第29页/共62页輸出電容的Ripplecurrent計算，Icap<電容RipplecurrentSpec,濾出頻率一般設定在1/10~1/5開關頻率處。計算參數介紹第30页/共62页計算參數介紹Psn為Snubbercircuit消散功率，依此選定Rsn電阻功率容量。Vsn需大於Vro，第31页/共62页Vsn1為產品在最小電壓，Fullload情況下，Csn上產生的最高電壓變化值。計算參數介紹第32页/共62页Vsn2為產品在最大輸入電壓，Fullload情況下，Csn上產生的電壓，可選定為Csn耐壓值。Ids2為產品在最大輸入電壓，Fullload情況下，所產生的電流。計算參數介紹第33页/共62页計算參數介紹第34页/共62页待續………….計算參數介紹第35页/共62页

開關電源重要參數的計算方法以上三種雜訊，主要以第二類為主,所以在前級的低通濾波器是主要為截止開關頻率所產生的雜訊。如圖,圖中Cy1，Cy2與L1就是防止內部雜訊串出電源,其截止頻率應低於電源中任意一個開關器的頻率,L1為扼流圈,因其串接在L線和N線上,所以其上會流經比較大的電流,一般多選取幾mH到十mH之間且材質要選取導磁率高,頻率特性好的鐵氧體材料在線圈上有兩組匝數相同的線圈且名端方向相同,這樣往復的電流在磁體內部產生的磁場會相互抵消,因此磁蕊不會飽和.也就是說對於流入電源的負載來說以失去了電感的作用。共態慮波器中的共態扼流圈的作用就是抑制導線與大地之間的雜訊.在PA-1151-3電源中主要有兩個MOS工作在開關狀態,假設PFCMOS管工作頻率在50KHz,主MOS工作頻率在70KHz,如前所述,前端濾波主要是為了截止與電源開關管的頻率相同的雜訊向外發散，所以前端濾波器的截止頻率應控制在40K--45K之間.低通濾波器等效原理圖如，

U0/Ui=1/jωC/(1/jωC+jωL)

所以有： ∣U0/Ui∣=1/(1-ω2LC)第36页/共62页

開關電源重要參數的計算方法第37页/共62页

開關電源重要參數的計算方法選取為40KHz，L=15mH代入上式C=2547PF選取共模電容2200PF.這樣就可以使頻率在前40KHz以上的雜訊在電源輸入端基本濾除.但是顯而易見在F0的雜訊通過此低通濾波器不但沒有減少反而得到了增加,如果不採取措施就會使電源輸入端的雜訊加大(且多寄居在F0附近).f0=1/2π√LC=1/2π√15mH*2200pF=27.719KHz同樣為了濾除這個干擾在輸入級同樣放置有濾除差模干擾的濾波器.因為在此頻率下的雜訊幅值並不是很大,所以低通濾波器的L感值多在數百個uH左右,有的是專門沒有差模電感但多數是利用共模電感的漏感來充當差模電感。因為C=(√2+1)/(4π2f2L)，其中L為共模電感的漏感大小，大致為150uH將L=150uHf=30KHz代入上式得C=0.4534uF取差模電容C=0.47uF因為此種濾波器主要是為了抑制服30K左右的頻率分量即差模雜訊.所以要將它組成一種π型濾波,以徹底清除差模干擾.同樣可知在此濾波器同樣也存在一個極植點上.在此附近頻率的雜訊將有所加強此極值頻率為F0=1/(1/2π√150uH*0.47uF)=19KHZ

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開關電源重要參數的計算方法因為在開關電源中主要噪音源為開關管頻率,所以19KHZ的雜訊分量以非常微弱,所以只需在電源的最前級放置一個差模電感即可,不需再用濾波器.從以上濾波器的幅頻特性可知對於電源埠來說,越是頻率高的雜訊就應該先得到更好的抑制但實際中並不這樣,這是因為當雜訊頻率越高時,EMI電感的線與線之間的高頻電容就越顯的突出.如

也就是說高頻雜訊可以毫無阻擋的通過EMI濾波器.所以對於高頻雜訊應當從以下幾點佈置PCB板上的各個零件,使之無相互干擾.X電容與Y電容儘量靠近EMI電感處放置,各零件接地良好.第39页/共62页

開關電源重要參數的計算方法二PFC部分及二次側有關參數計算①最低輸入電壓的確定如圖：有D=Ton/(Ton+Toff)則：Ton=D/FPFC,Toff=(1-D)/FPFC

上升斜率=ΔＩ/Ton

下降斜率=ΔＩ/Toff又根據電感的特性方程：

U=Ldi/dt得當PFC

MOS管導通時√2Uimin=LΔＩ/Ton⑴

當PFC

MOS管截止時U0高壓－√2Uimin=LΔＩ/Toff⑵

⑴/⑵可得：√2Uimin／(U0高壓－√2Uimin)=Toff/Ton=(1-D)/D第40页/共62页

開關電源重要參數的計算方法由上式可得Uimin=U0高壓(1-DpfcMAX)/√2由此式可知，電源輸入電壓的最小值是由PFCMOS占空比和PFC電路最終輸出的高壓直流電壓的數值而決定的，在PA-1151-3電路中，U0高壓＝390V,PFC晶片L6561最大占空比70%.將U0高壓、Dmax代入上式可得：Uimin=82.73V因此選取輸入電壓的下限為Uimin=85V.②PFC二極體的確定由能量守恆可知，在輸入電壓最小時，輸入電流最大。設最大的輸入電流有效值為Iinmax(rms)則有：Iinmax(rms)＝U0I0/η1Uimin它和流經PFC電路得電流ΔＩ關係為ΔＩ＝Iinmax(rms)×２√２＝２√２U0I0/η1Uimin對於此機種，將U0=12V,I0=13A(fan=0.5A),η1=0.73,Uimin=85V,代入上述方程得：I=7.1109A實際測量如圖第41页/共62页

開關電源重要參數的計算方法第42页/共62页

開關電源重要參數的計算方法③PFC電感感值的確定因為在PFCMOS管截止時,PFC電感上的電流不會突變,所以下降得電流會流過D102,所以對於D102,它所流經的最大電流應為I=ΔＩ＝２√２UoIo/η1Uimin又√2Uinmin=LPFCΔＩ/Δt=(2LPFCUoIofPFC√2)/(η1DpfcMAXUinmin)可得：LPFC=(Dpfcmaxη1Uimin2)/(2U0I0FPFC)將Uimin=U0高壓(1-DpfcMAX)/√2代入上式LPFC=(U0高壓2(1-DMAX)2DMAXη1)/(4U0I0FPFC)從L的關係式可知L的大小由輸出最大電流Io,PFCMOS管的最低工作頻率fPFC、最大占空比Dpfcmax,最小輸入電壓Uimin,電源效率η1,共同決定的。將DpfcMAX=0.7,η1=0.73,U0=12V,I0=12.5A(fan=0.5A),FPFC=35KHz代入上式得LPFC=320uH,（實際測得LPFC=315uH）

④電源輸出極限電流的確定由上述的PFC感知的確定公式可以導出I0I0=(U0高壓2(1-DMAX)2DMAXη1)/(4U0LPFCFPFC)

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開關電源重要參數的計算方法從上述公式可知若要電源輸出極限電流，則PFC電路的工作頻率最低，且占空比最大。將DMAX=0.7,η1=0.73,LPFC=320uH,FPFC=27KHz代入得I0MAX=16.867A(實際測得輸出極限電流為17.1A)同時從上述得輸出電流公式也讓我們看到了在電源輸出任意電流值的情況下，占空比和PFC電路工作頻率之間的關係。第44页/共62页

開關電源重要參數的計算方法⑤變壓其主線圈感值的確定因為變壓其前端輸入電壓固定,所以不論任何輸入電壓,主MOS的開關頻率幾乎固定不變,設變壓器的變比為N,開關頻率為f主,,(經試驗測得N=11f主=70KHz)MOS管上的電壓和流經變壓器的電流如下圖所示,第45页/共62页

開關電源重要參數的計算方法

由功率守衡可知;U0高壓*Irms=W功/η2=U0I0/η2可得;Irms=U0I0/U0高壓η2下面列方程,主要依據：一週期中變壓器上升的電流有效值應等於Irms上升斜率應符合電感特性方程U=Ldi/dt初次級電流的變比應符合N.倍的關係.因此得到方程組.X*D主/F主+½Y*D主/F主=Irms/F主YF主/D主=U0高壓/LI=X=I0/N解得;X=I0/NY=2I0(U0/D主η2U0高壓-1/N)L=D主2U0高壓2η2N/(2I0F主(U0N-D主η2U0高壓))從上述解中可得到一個隱函條件,即Y≧0.因為主MOS管在道通時,變壓器的電流不可能下降.所以從Y≧0條件中解得U0/D主η2U0高壓≧1/N第46页/共62页

開關電源重要參數的計算方法得D≦U0N/η2U0高壓即主MOS管的最大占空比因為在二次側應屬於降壓型電路,則輸入與輸出應符合輸出=輸入*D對於此電路應有U0=D主U0高壓/N可得;D主=U0N/U0高壓將D主=U0N/U0高壓代入L得運算式有X=I0/NY=2(1-η2)I0/Nη2L=U0N2η2/(2I0F主(1-η2))將U0=12V,N=11,η2=0.5,I0=1A(實際測得在輸出電流為1A時,電源效率為46.5%,考慮到此效率是變壓器前端至輸出的效率,所以取η2=0.5),F主=70KHz代入L的運算式得到L的感值大小L=10.37mH(實際測得11.2mH) 先對X,Y進行討論，從上述的推導過程可以看出，此處的η2應是變壓器至輸出的效率，為此可取η2=0.85，在機台滿載情況下(I0=13A)可計算出X=1.186A,Y=0.4186A.在超載時（I0=17A）可計算出X=1.551A,Y=0.547A,X+Y=2.098A.實際測的波形如圖第47页/共62页

開關電源重要參數的計算方法對L進行討論：令L為η的函數，對L求導可以得到L’=1/(1-η)2其函數圖形如圖第48页/共62页

開關電源重要參數的計算方法第49页/共62页

開關電源重要參數的計算方法

從電流變比的關係很容易計算出二次側電流的峰值

Ipeak=N(X+Y)=I0(2-η2)/η2取η2等於0.85，I0等於12.5A(正常工作)得Ipeak=16.912AI0等於17A(工作極限)得Ipeak=23A討論：從上述關於二次側整流二極體所流電流峰值的公式中可以看到，此峰值電流只和效率，輸出電流有關。在這裏我們可以把I看作是η的函數，對其求導得

I.’=-2/η2.所以I是遞減函數，其大致曲線如圖第50页/共62页

開關電源重要參數的計算方法⑦主MOS耐壓值的確定從變壓器的電流波形可知,電流在減少時會產生一個反電動勢。

在主MOS導通時有:V0高壓=(ΔＩ/Δton)*L主(電感特性)=ΔФ/Δt=ΔB*S*N/Δton(法拉第電磁感應定律)

從中可以導出

ΔB=(V0高壓Δton)/SN

在截止時,由法拉第電磁感應定律：

ε=ε反+ε漏=ΔФ/Δtr=ΔB*S*N/Δtr=(V0高壓Δton)/Δtr

上式變形後得;ε*Δtr=V0高壓Δton(面積相等,tr包括泄磁階段,恢復階段)

同時在截止時,由二次測反加回一次側的電壓ε反大小應為ε反=V0’*N

這樣在主MOS上產生的壓降為V=V0高壓+ε反=V0高壓+V0’*N

在考慮主變壓器的漏感時有下述方程:ε漏=(Ip/tr泄磁)*L漏所以加在MOS管上的總壓降是

V=V0高壓+V0’*N+ε漏

=V0高壓+(V0/D主)*N+(Ip/tr泄磁)*L漏第51页/共62页

開關電源重要參數的計算方法又因為ε反應當相等，則ε反=(V0高壓Δton)/Δtr-ε漏1式ε反=V0’*N2式通過1,2兩式可以得出Δton=｛(V0’*N+ε漏)/V0高壓｝*Δtr取V0高壓=390V,V0=12V,D主=0.3385,N=11,Ip=1.537A,tr泄磁=2uS,L漏=30uH帶入上式得;第52页/共62页

開關電源重要參數的計算方法從耐壓值的公式上看到，這個高壓和輸出電流的大小有一定的關係，但是從公式中可知及便時滿載輸出由漏感所引起的反向電壓也只有23V.也就是說不論機台輸出與否，只要處在工作之中，那麼主MOS管就要承受壓降。第53页/共62页

開關電源重要參數的計算方法⑧PFC電容的確定有電容的定義式C=ΔQ/ΔU,所以只需確定ΔQ，ΔU即可因為電容上的電壓應是一個近乎於穩定的高壓直流電壓，但實際上是一個直流量和交流量的迭加如圖,所以ΔU應對應於交流電壓在MOS管道通時的改變量。ΔQ應對應於在MOS管道通時改變的電量。第54页/共62页

開關電源重要參數的計算方法由晶片的資料可知,當１腳感應到I’=37uA電流變化時它將調整工作頻率，從而使高壓直流穩定。所以迭加在直流量上的交流電壓的運算式如下：U交=I’Rsinωt

對其求導可得到ΔUΔU=I’R2πf入D/f主ΔQ=Y*D主/(2f主)=Io*(1-η2)*D主/(Nη2f主)C=ΔQ/ΔU=｛(1-η2)*I0｝/(Nη2I’R2πf入)

將η2=0.85,I0=12.5A（正常工作）,N=11,R=(2*511)KΩ,f入＝47Hz代入上式得到電容值為18.0327uF若取I0=17A,則對應的電容容值為25.524uF.⑨關機時間的確定由能量關係可知，電容上消耗的能量應等於負載得到的能量，隨