第九章数字信号的基带传输

第九章数字信号的基带传输数字基带传输信号码型及频谱特性间串扰的基带传输特性间串扰时基带系统的抗噪声性能眼数字基带传输信号的码型接口码 系（基群随机化随机化STM-二元单极性非归零码(NRZ)（9.1a） 传输码中的消息代码中的1 双极性非归零码(NRZ)(图9.1中b) 消息代码中的1 单极性归零码(NRZ)（图9.1中c）代码中的 传输码中的消息代码中的1 差分码(图9.1中d,e) 传输码中与前元电平相消息代码中的1 （ 传输码中的01(零相位的一个周期的 传输码中的10(相位的一个周期的011 101 消息代码中的0 用01表示。01100101特点:CMIMiller码（延迟调制码（9.2） 01100101特点:（1）Miller 9.2如图9.3所示：（2）三元码

1，0，- 传输码中的消息代码中的1 消息代码:101010001011AMI+E0E0+E000-E0+EE由AMI0AMIHDB3)9.4b)AMIAMI04个以上（包括4）0”时，则不作改变，码就是HDB3当发现4个或4个以上连“0”的码元串时， 将第4个“0”变成与其前一个非“0”码元（“＋1”或“－1”）同极V即用“+V”表示“＋1”，用“－V”表示“－1”。为了保证相邻“V”的符号也是极替：．当相邻“V0．当相邻“V”之间有偶数个非“0”码元时，不符合此“极替”要求。这时，需将这个连“0”码元串的第1个“0”BBB0号相反；并且让后面的非“0”码元符号从V码元开始再交替变化。消息代码:100001000011000 1AMI码 +10000-10000+1-10000+1-HDB3码：+1000 -1000-+1-1+B00+-1（2）100001000110解代码：100000001100001AMI：-10000000-1+10000-1HDB3：-B000–V+B000 B+B–B00-V+BHDB3：-B+B00+VB000V+B-B+B00+V-Bs(t)

n

ang(tnTSan信号对应幅值(0,1或+1,-g(t)为基带脉冲波形，可为任意g(tnTS)

g1(tnTSg2(tnTS

符号sn(t)g1tnTS (以概率g2tnTS (以概率为1-在TS时间内g1(t)、g2(t)出现概率分别为:p、1-p，且互相独立。序s(t)

n

Sn(t由于s(t)是随机脉冲序列，因此s(t)的功率谱密度PS(ω)由式确定E[S(ω)E[S(ω)2TST 截取时间T为[T=(2N+1)TS截取信号ST(t)看成由一个稳态波vT(t)和一个交变波uT(t)构成（如图9.6示ST(t)=vT(t)+ vT(t)PnN

g1(tnTS)(1P)n

g2(tnTS[Pg1(tnTS)(1P)g2(tnTSnuT(t)==an[g1(t-nTS)-g2(t- 1P,以概 P,以概 1g22Ts02

t2t2 Ts0 TSTs2

Ts2vT(t)的功率谱

9.2基带信号的特性vT(t)是一个确定信号，可直接展成傅氏级数，于是，vT(t)的功率谱密度 PV(ω)PV()

m

fS[PG1(mfS)(1P)G2( )]2(fmfSS E[U()E[U()2uT 2Pu()P(1-P)G1(f)-G2 S3s(t)s(t)的功率谱密度PS(ω)最后可2PS()Pu()Pv()fSP(1P)G1(f)G2(fm

fS[PG1(mfS)(1P)G2(mf)]2(fmfSSsPS()2fSP(1P)G1(f)G2(f)2f2PG1(0)(1P)G2(0)2(fs2fsm

PG1(mfS)(1P)G2(mfS)2(fmfS),f基带传输模型性能分析G(W(t(tnT波形形基带型编nn

C(W angT(tn 噪声传输信)n传输信)R(W译 再生判决译再生判决接收定时信号为脉冲序列，波形形成网络将每个脉冲转换成一定波形的信号。传输信道是广义尽量地得到抑制，而使信号通过。抽样器将收到的波形恢复成脉冲序列，最后经码s(w) ()C()R(s(t)

G()C()R()ejt接收到的信号在kTSr(kTS)n

ans(kTSnTs)nR(kTSaks(0)n

ans[(kn)TS]nR(kTS第一项aks(0)是第k第二项是接收信号中除k个以外的信号，在kr(kTS)>V0，ak判为r(kTS)<V0,ak判为ans[(kn)TS]n要求接收信号r(t)仅在0时刻为r0外，其它t=kTS(k≠0)均为0。讨论问题抽象为下图分析模型,输入基带信号为：an(tnTsans(tnTs s(kT)

k0k为其它s(kT)

S()ejkTs(kT) TS(2i)ejkTT TT 我们发现S(kTS S(2iTS s(kT) T1S(2i)ejkT 2 S 1s(2i) TS S(2i) S() W轴平移到(-π/TS，π/TS)区间内将他们叠加起来，其结果为一固定值。)T32 )T

TT

T T TT TTT T

(HTH

TTTTT

ωTST---9.9理想低通冲激响应用sinx/x系统带宽为1/2TS(角频率π/TS)，称奈奎斯特带宽；速率为1/TS，称奈奎斯特速率s(t)=sinx/x，但“尾巴”ST

0(10 s()S0TS[1sinTS( (1 2

(10, s(t)S0sintTScost/SS

142t2/TS(S(0πS S9.101设基带传输系统的发送滤波器、信道、接收滤波器组成总特性为，若要求以2/波特的速率进行数据传输，试检验图P4-3各种系统是否满足 带利用率下降了。因此，高的频带利用率和系统单位冲激响应的“尾巴”衰减快是相互矛(tT (tT (t2N

2r 2...r 0 (t

1 (t

NN

2其中r0，…，rN为系数，取整数，上式的频谱 jT(2k1)/ S()Trk k

Tr1,r

TT sin 22 形合在一起，则波形的振荡变小。S( 不再是矩形，而是有缓慢的滚降特性，数学表达(tT

sin(tT 4cost/T 2 2(tT (tT S( T(ejT/2ejS(

2Tcs(T/

T

（1）s(t)波形的拖尾幅度与成反比，而波形幅度与成反比，这说明波形比由理想低通形成的s(t)衰减大，收敛也快。扰很大，但由于这种“干扰”是确定的，在收端可以消除掉。设输入的二进制码元序列为，并设在抽样点上的取值为＋1和－1，则当发送码元时，接收波形在抽样时刻的取值可由下式确定：式中，表示前元在第个时刻上的抽样值。不难看出，将可能有－2、0及＋2三种取值。显然，如果前元已经判定，则可由下式确定发送码元的取值。（3）上述方法虽然在原理上是可行的，但可能会造成误码的。只要有一个码元第四类部分响应系统中r01r10r219.12

9.12 (t

2 )(t)

(t S()

TTcnr0anr1an1r2an2...rn式也不同。根据相关编码可解出原来的序列an：nan

[cnan1ri由于符号间相互串扰，若使n中错一位码，则由此码元开始，以后的an1、an2、…anr0bnr1bn1...rn （模 预编或bn1[ar ...r 10

nn_其中N为｛an｝的进制（如2，3等bn为预编码后的新序列。cnr0bnr1bn1 cn值得到an的值。（1）r01,r10,r21an0，1，2，3｛an00013210323bnanbn2（00013303312cnbnbn2（013210323接收到｛an013210323时，由信道噪声均值为0的加性白噪声的误码。（NRZ，(tr(Kt)>d判定信号幅度为“r(Kt)<d判