通信原理教学

通信原理教学课件第一页，共六十三页，2022年，8月28日1复习--电话信号的编码器将双极性信号变成单极性信号正时为“1”，负时为“0”第二页，共六十三页，2022年，8月28日2复习--电话信号的译码器c2~c8记忆电路7/12变换恒流源极性控制c1译码输出第三页，共六十三页，2022年，8月28日3段落非线性码线性码C2C3C4C5C6C7C8b11b10b9b8b7b6b5b4b3b2b1b01000C5C6C7C80000000C5C6C7C812001C5C6C7C80000001C5C6C7C813010C5C6C7C8000001C5C6C7C8104011C5C6C7C800001C5C6C7C81005100C5C6C7C80001C5C6C7C810006101C5C6C7C8001C5C6C7C8100007110C5C6C7C801C5C6C7C81000008111C5C6C7C81C5C6C7C81000000102451225612864321684211/2b0b11代表的权值复习--7/12变换关系表第四页，共六十三页，2022年，8月28日49.5脉冲编码调制

PCM系统中噪声的影响 加性噪声的影响

A.错码分析：同一码组中出现两个以上错码的概率非常小。例:当Pe=10-4时，在一个8位码组中出现1位错码和2位错码的概率分别为量化噪声加性噪声PCM系统中的噪声第五页，共六十三页，2022年，8月28日59.5脉冲编码调制B.1位错码的影响：设量化间隔为v，则第i位码元代表的信号权值为2i-1v。若该位码元发生错误，则产生的权值误差将为+2i-1v

或-2i-1v。一个错误码元引起的该码组误差功率的（统计）平均值为按时间平均，得到误差功率的时间平均值为第六页，共六十三页，2022年，8月28日69.5脉冲编码调制等效误差电压为：加性噪声功率：假设发送端送出的是抽样冲激脉冲，则接收端也是对抽样冲激脉冲译码。所以误差电压（冲激脉冲）的频谱等于误差的功率谱密度为：第七页，共六十三页，2022年，8月28日79.5脉冲编码调制经过接收端截止频率为fH的输出低通滤波器后，输出加性噪声功率等于

第八页，共六十三页，2022年，8月28日89.5脉冲编码调制

量化噪声的影响

A.量化误差电压：

B.量化误差的频谱：

C.量化误差的功率谱密度：

D.经过低通滤波器后，输出的量化噪声功率：第九页，共六十三页，2022年，8月28日99.5脉冲编码调制

E.输出信号功率

a.

在低通滤波前信号（冲激脉冲）的平均功率

b.

滤波器输出信号功率等于

c.PCM系统的总输出信噪功率比：第十页，共六十三页，2022年，8月28日109.5脉冲编码调制

F.分析a.在大信噪比条件下（22(L+1)Pe<<1）：

S/N

22Lb.在小信噪比条件下（22(L+1)Pe>>1）：

S/N

1/(4Pe) c.输出信号量噪比等于：d.PCM系统的输出信号量噪比仅和编码位数L有关，且随L按指数规律增大。第十一页，共六十三页，2022年，8月28日11问题的提出：

1、8k抽样频率，那么，1路标准A律对数压扩PCM信号需要用多大的传输速率?

2、如何降低数字电话信号传输所占用的带宽?第十二页，共六十三页，2022年，8月28日12第9章模拟信号的数字传输9.1引言9.2模拟信号的抽样9.3模拟脉冲调制9.4抽样信号的量化9.5脉冲编码调制9.6差分脉冲编码调制9.7增量调制9.8时分复用和复接主要内容第十三页，共六十三页，2022年，8月28日139.6差分脉冲编码调制（DPCM）

预测编码简介

预测编码的目的：降低编码的比特率。预测编码原理：先根据前几个抽样值计算出一个预测值，再取当前抽样值和预测值之差，将此差值编码并传输。此差值称为预测误差。由于抽样值和其预测值非常接近，预测误差的可能取值范围比抽样值的变化范围小。所以，可以少用编码比特来对预测误差编码，从而降低其比特率。第十四页，共六十三页，2022年，8月28日149.6差分脉冲编码调制（DPCM）此预测误差的变化范围较小，它包含的冗余度也小。利用减小冗余度的办法，降低了编码比特率。线性预测原理： 若利用前面的几个抽样值的线性组合来预测当前的抽样值，则称为线性预测。若仅用前面的1个抽样值预测当前的抽样值，就是将要讨论的DPCM。第十五页，共六十三页，2022年，8月28日159.6差分脉冲编码调制（DPCM）线性预测编码原理方框图 (b)译码器译码预测mk*rk(a)编码器预测量化编码抽样mkmk*m(t)mk－ekrk＋第十六页，共六十三页，2022年，8月28日169.6差分脉冲编码调制（DPCM）预测器的输出和输入关系：

p－预测阶数，

ai

－预测系数。

注：编码器中预测器输入端和相加器的连接电路和译码器中的完全一样。译码器的输出信号mk*

和编码器中相加器输出信号mk*相同，即等于带有量化误差的信号抽样值mk。第十七页，共六十三页，2022年，8月28日179.6差分脉冲编码调制（DPCM）9.6.2差分脉冲编码调制(DPCM)的原理及性能DPCM原理e0tmk0T2T3T4T5T6Tm0m1m2m3m4m5m6e1e2e3e4e5e6e0e1e2e3e4e5e6样值序列延迟Ts+mk*mk-1*ek样值序列的恢复差值序列0T2T5T6Tekt3T4T第十八页，共六十三页，2022年，8月28日189.6差分脉冲编码调制（DPCM）

DPCM系统的量化误差（量化噪声）

DPCM系统的量化误差qk定义为编码器输入模拟信号抽样值mk与量化后带有量化误差的抽样值mk*之差：

设预测误差ek的范围是(+,-)，量化器的量化电平数为M，量化间隔为v，则有第十九页，共六十三页，2022年，8月28日199.6差分脉冲编码调制（DPCM）当M=4时，，v和M之间关系：+-vv0vM1M2M3M4第二十页，共六十三页，2022年，8月28日209.6差分脉冲编码调制（DPCM）假设此量化误差qk在(-v/2,+v/2)内是均匀分布的。若DPCM编码器输出的码元速率为Lfs，其中fs为抽样频率；L=log2M是每个抽样值编码的码元数，则qk的概率密度f(qk)可以表示为第二十一页，共六十三页，2022年，8月28日219.6差分脉冲编码调制（DPCM）

qk的平均功率假设此功率平均分布在从0至Lfs的频率范围内，即其功率谱密度Pq(f)等于

量化噪声通过截止频率为fH的低通滤波器之后，功率等于：第二十二页，共六十三页，2022年，8月28日229.6差分脉冲编码调制（DPCM）信号功率： 若抽样点间隔为T

＝1/fs，则将限制信号的斜率不能超过

/T。假设输入信号是一个正弦波：

它的变化速度决定于其斜率：第二十三页，共六十三页，2022年，8月28日239.6差分脉冲编码调制（DPCM）最大斜率等于Ak。为了不发生过载，

最大允许信号振幅Amax等于信号功率为 将=(M–1)v/2代入上式，得到信号量噪比等于第二十四页，共六十三页，2022年，8月28日24预测自适应控制[ai(n)]9.6差分脉冲编码调制（DPCM）自适应差分脉码调制（ADPCM）DPCM系统原理图Sr(k)量化器预测器编码解码++预测器+SP(k)S(k)Sr(k)d(k)SP(k)d'(k)+++++I(k)I’(k)d'(k)-DPCM码流信道预测自适应控制[ai(n)]量化自适应控制(n)(n)量化自适应控制(n)A前向后向第二十五页，共六十三页，2022年，8月28日25自适应差分脉码调制(ADPCM)是话音压缩编码中复杂度较低的一种方法，它能在32kb/s数码率（4位编码）的条件下达到符合64kb/s(PCM)数码率（8位编码）的话音质量要求。为此，CCITT（国际电报电话咨询委员会，已取消。现由国际电信联盟ITU代替）经过三年多时间(1981~1984)的讨论，提出了32kb/sADPCM作为长途传输中一种新型的国际通用语音编码。

ADPCM是在DPCM的基础上发展起来的，ADPCM的主要改进是量化器和预测器均采用自适应方法。ADPCM由两种方案：一种是预测固定，量化自适应；另一种是兼有预测自适应和量化自适应。在此介绍第二种。第二十六页，共六十三页，2022年，8月28日26所谓量化自适应的基本思想是让量阶(n)的变化随输入信号的均方根值s(n)相匹配，即(n)=Ks(n)式中K为常数。s(n)是通过对信号的能量估计得到的，根据估计信号能量的途径，可分为前向自适应量化和后向自适应量化两种。前向自适应量化是直接从输入信号样值中估计信号的能量，后向自适应量化是从编码后的信码中估计信号的能量。前向自适应量化的优点是对输入信号的能量估计准确，没有受到量化器量化误差的影响，但量阶信息(n)需要与主信息一起传送，否则接收端无法知道此时刻发端的量阶值。后向自适应量化的优点是不用传送量阶信息(n)，因为量阶信息(n)式由量化编码后的信码中估算出来的，在接收端可以采用同样的自适应算法获得，被广泛应用。第二十七页，共六十三页，2022年，8月28日27

M[I(n-1)]是码字电平I(n-1)的函数，码字电平愈高，M[I(n-1)]愈大。自适应预测的基本思想就是使均方误差为最小值，让预测系数ai(n)的改变与信号幅值相匹配，后向型自适应预测系数ai(n)是从重建后的PAM信号Sr(k)中估计出来的。通常不传送ai(n)信息，因为它可以在接收端通过预测测值适应系统估算出来。为了处理方便，通常将本时刻的量阶用前一时刻的量阶(n-1)与前一时刻的码字电平I(n-1)的函数形式来估计。(n)=M[I(n-1)](n-1)第二十八页，共六十三页，2022年，8月28日28第9章模拟信号的数字传输9.1引言9.2模拟信号的抽样9.3模拟脉冲调制9.4抽样信号的量化9.5脉冲编码调制9.6差分脉冲编码调制9.7增量调制9.8时分复用和复接主要内容第二十九页，共六十三页，2022年，8月28日299.7增量调制(M)

9.7.1增量调制原理延迟+解码译码器原理框图二电平量化延迟+抽样++-编码器数码形成+-ck=1ck=0ekrk量化特性0第三十页，共六十三页，2022年，8月28日309.7增量调制(M)实用方案抽样判决器++-积分器脉冲发生器脉冲发生器积分器低通滤波抽样定时第三十一页，共六十三页，2022年，8月28日319.7增量调制(M)编码过程二电平量化延迟+抽样++-数码形成+-ck=1ck=0ekrk0rkmk’+++++++

---ttm0’m1’m2’mkmk-1m1m2---+-ck

000101111110100编码器第三十二页，共六十三页，2022年，8月28日32trk'

++++++++-------tmk*’ck’

000101111110100译码原理9.7增量调制(M)延迟+解码第三十三页，共六十三页，2022年，8月28日339.7增量调制(M)实用方案中的编码过程抽样判决器++-积分器脉冲发生器抽样定时ek’mp(t)ttm(t)ck

01111110100

0

0

0

1

TS

第三十四页，共六十三页，2022年，8月28日34实用方案中译码原理9.7增量调制(M)脉冲发生器积分器低通滤波ck’

000101111110100tm'(t)tek'第三十五页，共六十三页，2022年，8月28日35e(t)e(t)9.7增量调制(M)

9.7.2增量调制系统中的量化噪声一般量化噪声原因：阶梯本身的电压突跳产生失真。(a)

一般量化噪声过载量化噪声原因：信号变化过快引起失真。衡量：最大跟踪斜率

解决：选择合适的和fs(b)过载量化噪声第三十六页，共六十三页，2022年，8月28日369.7增量调制(M)不过载情况下量化噪声功率的计算假设量化误差e(t)在区间(-,+)内均匀分布，则e(t)的概率分布密度

e(t)的平均功率为功率谱密度通过截止频率为fm的低通滤波器后的功率第三十七页，共六十三页，2022年，8月28日379.7增量调制(M)信号量噪比信号功率：设输入信号为其斜率最大值为Ak，要求不发生过载，则保证不过载的临界振幅Amax应该等于最大信号功率第三十八页，共六十三页，2022年，8月28日389.7增量调制(M)最大信号量噪比结论：最大信号量噪比和抽样频率fs的三次方成正比，而和信号频率fk的平方成反比，即抽样频率每提高一倍，量化信噪比提高9dB，信号频率每提高一倍，量化信噪比下降6dB

第三十九页，共六十三页，2022年，8月28日39M与PCM的比较：相同：均用二进制数字信号表示模拟信号传输不同：PCM以一组二进制代表一位抽样值大小；

M用一位二进制码代表相邻两样值的相对大小。不同编码位数N值的PCM与M的性能比较：9.7增量调制(M)若PCM系统的编码位数N<4（码率较低）时，增量调制的量化信噪比高于PCM系统。第四十页，共六十三页，2022年，8月28日40M的优点：

在比特率低时，M的量化信噪比优于PCM

；实现电路比PCM简单，M只编一位码，接收端不需要码字同步。M的缺点：当输入信号变化斜率大时，M会出现过载现象。为了避免过载现象，应取fs≥

Amaxwmax

。采样频率fs增大时，会使信息速率增大，给传输带来不便。

9.7增量调制(M)第四十一页，共六十三页，2022年，8月28日419.7增量调制(M)脉冲发生器抽样判决器++-积分器抽样定时连码检测平滑回路数字压扩自适应增量调制（CVSD）第四十二页，共六十三页，2022年，8月28日42第9章模拟信号的数字传输9.1引言9.2模拟信号的抽样9.3模拟脉冲调制9.4抽样信号的量化9.5脉冲编码调制9.6差分脉冲编码调制9.7增量调制9.8时分复用和复接主要内容第四十三页，共六十三页，2022年，8月28日439.8时分复用和复接

将多个用户的信息用某种方式连接在一起，用同一信道传输，这就是多路复用。时间频率功率FDM频分复用时间功率TDM频率时分复用时间功率CDM频率码分复用第四十四页，共六十三页，2022年，8月28日449.8时分复用和复接码分多路复用码调制PN1码调制PN2码调制····码解调信道码解调码解调路1路2路n路1路2路nPNnPN1PN2PNnLPFLPFLPF第四十五页，共六十三页，2022年，8月28日459.8时分复用和复接码分多路复用原理fP(f)t信息tPN码码调制PN码信息OUTfPIN(f)tOUT码fPPN(f)fPOUT(f)fP'(f)IN码解调PN码LPF信息fPPN(f)fP(f)其它用户信号及干扰第四十六页，共六十三页，2022年，8月28日469.8时分复用和复接

9.8.1基本概念时分多路复用原理mi(t)低通1低通2低通N信道低通1低通2低通N同步旋转开关m1(t)m2(t)m2(t)m1(t)mN(t)mN(t)第四十七页，共六十三页，2022年，8月28日479.8时分复用和复接实例：m1(t)m2(t)1帧T/NT+T/N2T+T/N3T+T/N时隙1旋转开关采集到的信号信号m1(t)的采样信号m2(t)的采样第四十八页，共六十三页，2022年，8月28日489.8时分复用和复接复接和分接复接：将低次群合并成高次群的过程。由若干链路来的多路时分复用信号，再次复用，构成高次群。各链路信号来自不同地点，其时钟（频率和相位）之间存在误差。所以在低次群合成高次群时，需要将各路输入信号的时钟调整统一。分接：将高次群分解为低次群的过程称为分接。第四十九页，共六十三页，2022年，8月28日499.8时分复用和复接标准：关于复用和复接，ITU对于TDM多路电话通信系统，制定了准同步数字体系(PDH)和同步数字体系(SDH)两套标准建议。第五十页，共六十三页，2022年，8月28日509.8时分复用和复接9.8.2准同步数字体系(PDH)ITU提出的两个建议：E体系－我国大陆、欧洲及国际间连接采用；T体系－北美、日本和其它少数国家和地区采用。第五十一页，共六十三页，2022年，8月28日519.8时分复用和复接层次比特率（Mb/s）路数（每路64kb/s）E体系E-12.04830E-28.448120E-334.368480E-4139.2641920E–5565.1487680T体系T–11.54424T-26.31296T-332.064（日本）48044.736（北美）672T–497.728（日本）1440274.176（北美）4032T－5397.200（日本）5760560.160（北美）8064第五十二页，共六十三页，2022年，8月28日529.8时分复用和复接E体系的结构图130(30路

64kb/s)一次群

2.048Mb/s复用设备14路2.048Mb/s二次群

8.448Mb/s二次复用4复用设备三次群

34.368Mb/s三次复用复用设备144路8.448Mb/s五次复用复用设备五次群

565.148Mb/s4路139.264Mb/s四次群

139.264Mb/s复用设备144路34.368Mb/s四次复用第五十三页，共六十三页，2022年，8月28日539.8时分复用和复接E体系的速率：基本层(E-1)：30路PCM数字电话信号，每路PCM信号的比特率为64kb/s。由于需要加入群同步码元和信令码元等额外开销(overhead)，所以实际占用32路PCM信号的比特率。故其输出总比特率为2.048Mb/s，此输出称为一次群信号。E-2层：4个一次群信号进行二次复用，得到二次群信号，其比特率为8.448Mb/s。第五十四页，共六十三页，2022年，8月28日549.8时分复用和复接E-3层：按照同样的方法再次复用，得到比特率为34.368Mb/s的三次群信号；E-4层：比特率为139.264Mb/s；由此可见，相邻层次群之间路数成4倍关系，但是比特率之间不是严格的4倍关系。第五十五页，共六十三页，2022年，8月28日55TS16信令偶帧TS0*1A11111帧同步码奇帧TS0*0011011话路(CH1~CH15)话路(CH16~CH30)125s16帧1复帧＝16帧32个时隙F0F1F2F3F4F5F6F7F8F9F10F11F12F13F14F158bit

CH30(1bit=488.3ns)8bit(1bit=488.3ns)保留TS10TS12TS14TS16TS18TS9TS11TS13TS15TS17TS4TS6TS2TS0TS8TS5TS7TS3TS1TS20TS22TS28TS26TS24TS30TS19TS21TS23TS29TS27TS25TS319.8时分复用和复接E体系的一次群结构第五十六页，共六十三页，2022年，8月28日569.8时分复用和复接PCM-24制式每路码速率：64kbit/s基群码速率：1544kbit/s帧周期125s(193bit)

第1路第2路第24路······F比特······第1路第2路第24路F比特

T体系的一次群结构第五十七页，共六十三页，2022年，8月28日57

PCM-24路数字复接结构如图所示。对于300Hz~3400Hz的话音信号，CCITT规定抽样频率为8000Hz，即每1/8000