集成电路 (2)课件

第6章集成电路运算放大器6–1集成运算放大器的特点6–2电流源电路6–3差动放大电路6–4集成运算放大器的输出级电路

6–5集成运放电路举例6–6MOS集成运算放大器

6–7集成运算放大器的主要性能指标

6–1集成运算放大器的特点集成运放是一种多级放大电路，性能理想的运放应该具有电压增益高、输入电阻大、输出电阻小、工作点漂移小等特点。与此同时，在电路的选择及构成形式上又要受到集成工艺条件的严格制约。因此，集成运放在电路设计上具有许多特点，主要有：(1)级间采用直接耦合方式。(2)尽可能用有源器件代替无源元件。(3)利用对称结构改善电路性能。关于集成电路的制造工艺见附录A。集成运放电路形式多样，各具特色。但从电路的组成结构看，一般是由输入级、中间放大级、输出级和电流源四部分组成，如图6–1所示。6–2电流源电路电流源对提高集成运放的性能起着极为重要的作用。一方面它为各级电路提供稳定的直流偏置电流，另一方面可作为有源负载，提高单级放大器的增益。下面我们从晶体管实现恒流的原理入手，介绍集成运放中常用的电流源电路。

一、单管电流源电路

图6–2(a)画出了晶体管基极电流为IB的一条输出特性曲线。由图可见，当IB一定时，只要晶体管不饱和也不击穿，IC就基本恒定。因此，固定偏流的晶体管，从集电极看进去相当于一个恒流源。由交流等效电路知，它的动态内阻为rce，是一个很大的电阻。为了使IC更加稳定，可以采用分压式偏置电路(即引入电流负反馈)，便得到图6–2(b)所示的单管电流源电路。图6–2(c)为该电路等效的电流源表示法，图中Ro为等效电流源的动态内阻。利用图6–2(b)电路的交流等效电路可以证明，Ro近似为图6–2单管电流源电路(a)晶体管的恒流特性；(b)恒流源电路；(c)等效电流源表示法

二、镜像电流源在单管电流源中，要用三个电阻，所以不便集成。为此，用一个完全相同的晶体管V1,将集电极和基极短接在一起来代替电阻R2和R3，便得到图6–3所示的镜像电流源电路。由图可知，参考电流Ir为(6–2)由于两管的e结连在一起，所以IB相同，IC也相同。由图可知(6–3)图6–3镜像电流源如果β11,则IC2≈Ir。可见，只要Ir一定，IＣ2就恒定；改变Ir,IC2也跟着改变。两者的关系好比物与镜中的物像一样，故称为镜像电流源。将上述原理推广，可得多路镜像电流源，如图6–4所示。图中为三路电流源，V5管是为了提高各路电流的精度而设置的。因为在没有V5管时，IC1=Ir-4IB1,加了V5管后，IC1=Ir-4IB1/(1+β5)，故此可得

因此可得

(6–3)图6–4多路镜像电流源图6–5多集电极晶体管镜像电流源(a)三集电极横向PNP管电路；(b)等价电路三、比例电流源如果希望电流源的电流与参考电流成某一比例关系，可采用图6–6所示的比例电流源电路。由图可知(6–5)因为

所以(66–6)即室温下，两管的UBE相差不到60mV，仅为此时两管UBE电压(>600mV)的10%。因此，可近似认为UBE1≈UBE2。这样，式(6–5)简化为当两管的射极电流相差10倍以内时：

若β1，则IE1≈Ir,IE2≈IC2,由此得出(6–8)(6–7)可见，IC2与Ir成比例关系，其比值由R1和R2确定。参考电流Ir现在应按下式计算：(6–9)

四、微电流电流源在集成电路中，有时需要微安级的小电流。如果采用镜像电流源，Rr势必过大。这时可令图6–6电路中的R1=0,便得到图6–7所示的微电流电流源电路。由式(6–5)、(6–6)可知，在R1=0时：当β1>>时，IE1≈Ir,IE2≈IC2，由此可得(6–10)此式表明，当Ir和所需要的小电流一定时，可计算出所需的电阻R2。例如，已知Ir=1mA,要求IC2=10μA时，则R2为如果UCC=15V，要使Ir=1mA,则Rr≈15kΩ。由此可见，要得到10μA的电流，在UCC=15V时，采用微电流电流源电路，所需的总电阻不超过27kΩ。如果采用镜像电流源，则电阻Rr要大到1.5MΩ。

五、负反馈型电流源以上介绍的几种电流源，虽然电路简单，但有两个共同的缺点：一是动态内阻不够大，图6–8威尔逊电流源又(6–11)若三管特性相同，则β1=β2=β3=β,求解以上各式可得(6–12)图6–9串接电流源

六、有源负载放大器

集成运放要有极高的电压增益，这是通过多级放大器级联实现的。在电压增益一定时，为了减少级数，就必须提高单级放大器的电压增益。因此，在集成运放中，放大器多以电流源作有源负载。典型的有源负载共射放大电路如图6–10(a)所示。图中，V2,V3管构成镜像电流源作V1管的集电极负载。由于该电流源的动态内阻为rce3，所以此时V1管的电压增益只需将共射增益表达式中的RC用rce3取代即可。当实际负载RL通过射随器隔离后接入，则该级放大器可获得极高的电压增益。图6–10有源负载放大器(a)共射电路；(b)具有倒相功能的共射电路6–3差动放大电路

6–3–1零点漂移现象单级共射放大器如图6–11所示。由前面讨论可知，在静态时，由于温度变化、电源波动等因素的影响，会使工作点电压(即集电极电位)偏离设定值而缓慢地上下漂动。图6–11放大器的零点漂移

6–3–2差动放大器的工作原理及性能分析基本差动放大器如图6–12所示。它由两个性能参数完全相同的共射放大电路组成，通过两管射极连接并经公共电阻RE将它们耦合在一起，所以也称为射极耦合差动放大器。图6–12基本差动放大器首先来分析图6–12电路的静态工作点。为了使差动放大器输入端的直流电位为零，通常都采用正、负两路电源供电。由于V1,V2管参数相同，电路结构对称，所以两管工作点必然相同。由图可知，当Ui1=Ui2=0时：则流过RE的电流I为(6–14)可见，静态时，差动放大器两输出端之间的直流电压为零。下面分析差动放大器的动态特性。分析过程中特别提醒读者注意射极公共电阻RE的作用。故有(6–15)(6–16)(6–17)

一、差模放大特性如果在图6–12差动电路的两个输入端加上一对大小相等、相位相反的差模信号，即Ui1=Uid1,Ui2=Uid2,而Uid1=-Uid2。由图可知，这时一管的射极电流增大，另一管的射极电流减小，且增大量和减小量时时相等。因此流过RE的信号电流始终为零，公共射极端电位将保持不变。所以对差模输入信号而言，公共射极端可视为差模地端，即RE相当对地短路。通过上述分析，可得出图6–12电路的差模等效通路如图6–13所示。图中还画出了输入为差模正弦信号时，输出端波形的相位关系。利用图6–13等效通路，我们来计算差动放大器的各项差模性能指标。图6–13基本差动放大器的差模等效通路

1.差模电压放大倍数差模电压放大倍数定义为输出电压与输入差模电压之比。在双端输出时，输出电压为输入差模电压为

所以(6–18)式中，R′L=RC‖RL。可见，双端输出时的差模电压放大倍数等于单边共射放大器的电压放大倍数。可见，这时的差模电压放大倍数为双端输出时的一半，且两输出端信号的相位相反。需要指出，若单端输出时的负载RL接在一个输出端到地之间，则计算Aud时，总负载应改为R′L=RC‖RL。单端输出时，则(6–19)(6–20)或

2.差模输入电阻差模输入电阻定义为差模输入电压与差模输入电流之比。由图6–13可得

3.差模输出电阻

双端输出时为(6–21)单端输出时为(6–22a)(6–22b)

二、共模抑制特性如果在图6–12差动放大器的两个输入端加上一对大小相等、相位相同的共模信号，即Ui1=Ui2=Uic,由图可知，此时两管的射极将产生相同的变化电流ΔiE，使得流过RE的变化电流为2ΔiE，从而引起两管射极电位有2REΔiE的变化。因此，从电压等效的观点看，相当每管的射极各接有2RE的电阻。通过上述分析，图6–12电路的共模等效通路如图6–14所示。利用该电路，现在来分析它的共模指标。

1.共模电压放大倍数双端输出时的共模电压放大倍数定义为当电路完全对称时，Uoc1=Uoc2,所以双端输出的共模电压放大倍数为零，即Auc=0。图6–14基本差动放大器的共模等效通路单端输出时的共模电压放大倍数定义为(6–23)由图4–14可得

通常满足(1+β)2RE>>rbe，所以上式可简化为(6–24)可见，由于射极电阻2RE的自动调节(负反馈)作用，使得单端输出的共模电压放大倍数大为减小。在实际电路中，均满足RE>RC，故|Auc(单)|<0.5，即差动放大器对共模信号不是放大而是抑制。共模负反馈电阻RE越大，则抑制作用越强。2.共模输入电阻由图6–14不难看出，共模输入电阻为(6–25)3.共模输出电阻单端输出时为(6–26)

三、共模抑制比KCMR为了衡量差动放大电路对差模信号的放大和对共模信号的抑制能力，我们引入参数共模抑制比KCMR。它定义为差模放大倍数与共模放大倍数之比的绝对值，即(6–27)KCMR也常用dB数表示，并定义为

(6–28)KCMR实质上是反映实际差动电路的对称性。在双端输出理想对称的情况下，因Auc=0,所以KCMR趋于无穷大。但实际的差动电路不可能完全对称，因此KCMR为一有限值。在单端输出不对称的情况下，KCMR必然减小，由式(6–18)、(6–19)和(6–23)可求得(6–29)

四、对任意输入信号的放大特性如果在图6–12差动放大器的两个输入端分别加上任意信号Ui1和Ui2，即Ui1和Ui2既不是差模信号，也不是共模信号，这时可以把Ui1和Ui2写成如下形式：(6–30)(6–31)不难看出，差动电路相当输入了一对共模信号和一对差模信号

根据定义，这时的差模输入电压为(6–32)(6–33)(6–34)

6–3–3具有恒流源的差动放大电路图6–12所示的基本差动放大器，存在两个缺点：一是共模抑制比做不高，二是不允许输入端有较大的共模电压变化。对于前者，是因为差放管V1,V2的rbe与RE相关，即RE较大而忽略rbb′时，由式(6–15)，rbe可近似为与RE成正比。对于单端输出，将上式代入式(6–29)可得(6–38)若UEE=15V，则室温下，KCMR(单)的上限约为300，而与RE的取值无关。对于双端输出，在电路不对称时，也有类似情况。可见，不能单靠增大RE来提高共模抑制比。对于后者，因为输入共模电压的变化将引起差放管公共射极电位的变化，进而将影响差放管的静态工作电流，使rbe改变。因此，输入共模电压变化将直接造成差模电压放大倍数的变化，这是我们不希望的。为此，用恒流源代替图6–12电路中的RE，可以有效地克服上述缺点。一种具有恒流源的差动放大电路如图6–15(a)所示。图中，恒流源为单管电流源。这是分电流源、小电流电流源等。图6–15具有恒流源的差动放大器电路(a)用单管电流源代替RE的差动电路；(b)电路的简化表示图6–15(a)电路的静态工作点，可按以下方法估算：

6–3–4差动放大器的传输特性在图6–16电路中，设恒流源电流I小于差放管的集电极临界饱和电流，即I<UCC/RC，从而使差放管的工作点偏向截止区。在此条件下，图中的两个对称差放管V1,V2的射极电流分别为(6–39a)(6–39b)由图可知图6-16简化的差动放大器(6-40a)(6-40b)由于，因而将其代入式（6-4a)可解的(6-41a)用同样推导方法可得(6-41b)可见，iC1和iC2与成双曲线正切函数关系。因为

uo=-ic1Rc+ic2Rc=(ic1-ic2)Rc(6-42)(6-43)故有由式（6-41）和（6-43），可绘出差动放大器输出电流iC1、iC2和输出电压uo与差模输入电压uid之间的传输特性曲线，分别如图6-17（a)、(b)所示。分析该曲线，可以得出如下结论。图6–17差动放大器的传输特性曲线(a)电流传输特性曲线；(b)电压传输特性曲线图6–17差动放大器的传输特性曲线(a)电流传输特性曲线；(b)电压传输特性曲线

一、两管集电极电流之和恒等于I当uid=0时，差动电路处于静态，这时iC1=iC2=ICQ=I/2。当差模电压输入时，一管电流增大，另一管电流减小，且增大量等于减小量，两管电流之和恒等于I。

二、传输特性具有非线性特性由图6–17不难看出，在静态工作点附近，当|uid|≤UT，即室温下，uid在26mV以内时，传输特性近似为一段直线。这表明iC1,iC2和uo与uid成线性关系。当|uid|≥4UT,即uid超过100mV时，传输特性明显弯曲，而后趋于水平，说明|uid|继续增大时，iC1,iC2和uo将保持不变。这表明差动电路在大信号输入时，具有良好的限幅特性或电流开关特性。此时，一管截止，恒流源电流全部流入另一管。为了扩展传输特性的线性区范围，可在每个差放管的射极串接负反馈电阻R(或在基极串接电阻RB)，如图6–18(a)所示。扩展后的电流传输特性曲线见图6---18(b)。显然，R(RB)越大，扩展的线性区范围将越大，如图(b)曲线①、②所示。不过，随着线性区范围的扩大，曲线的斜率减小，表明差动放大器的增益将随之降低。图6–18扩展差动电路的线性区范围(a)串接R(RB)的线性区扩展电路；(b)线性区扩展后的电流传输特性曲线图6–18扩展差动电路的线性区范围(a)串接R(RB)的线性区扩展电路；(b)线性区扩展后的电流传输特性曲线

三、差动放大器的增益与I成正比由图6–17(a)所示曲线可知，小信号工作时，在工作点处，iC受uid的线性控制，其控制作用的大小可以用跨导gm来衡量。gm定义为工作点处，双端输出电流的变化量ΔiC与输入差模电压变化量Δuid之比，即因为ΔiC=ΔiＣ１-ΔiＣ2=2ΔiＣ１,所以上式变为(6–44)式中，gm1=ΔiＣ１/Δuid,为Q点处单端输出时的跨导，反映在传输特性上，是图6–17(a)曲线在uid=0处的斜率。在uid=0处，对式(6–41a)求导，可得(6–45)(6–46)故(6–47)(6–48)

6–3–5差动放大器的失调及温漂

一、差动放大器的失调理想对称的差动放大器，当输入信号为零时，双端输出电压应为零。但是在实际电路中，由于两晶体管参数和电阻值不可能做到完全对称，因而使得输出不为零。我们把这种零输入时输出电压不为零的现象，称为差动放大器的失调。图6–19差动电路的失调电压和失调电流(6–49)(6–50)(6–51)(6–52)(6–53)(6–54)由于差动放大器存在失调，因而实际电路中应设法进行补偿。具体的办法是在电路中加入调零措施。一种方法是在集成电路的制造过程中，采用电阻版图激光处理技术，调整集电极电阻，使零输入时零输出。这种方法效果好，但成本高。另一种方法是在外电路中加调零电位器，通过实地调整，作到零输入时零输出。图6–20示出了两种常用的调零电路，分别称为射极调零和集电极调零电路。图6–20差动放大器的调零电路(a)射极调零;(b)集电极调零

二、失调的温度漂移差动放大器虽然可以通过调零措施，在某一时刻补偿失调，作到零输入时零输出,但是失调会随温度的改变而发生变化。对这种随机的变化，任何调零措施还作不到理想跟踪调整。因此，差动放大器仍有零点的温度漂移(简称温漂)现象。那么失调的温漂有多大呢?

失调电压UIO的温漂，可以通过式(6–53)对温度T求导得出，并考虑到ΔRC/RC、ΔIS/IS在很宽的温度范围内基本恒定，则(6–57)(6–58)

6–4集成运算放大器的输出级电路

图6–21示出了互补型射随器的原理图。V1,V2是两个特性相同的异型输出管，其中V1为NPN管，V2为PNP管，它们分别与负载RL构成射极输出器。图6–21互补对称型射极由图6–21可知，当忽略管子饱和压降时，最大输出电压幅度近似为±UCC，而最大输出电流幅度近似为±UＣＣ/RL。由于晶体管实际存在导通电压，硅管约为0.7V,因而在正负半周内，只有当信号的绝对值大于0.7V时，管子才导通。而在0.7～-0.7V之间，两管的输出电流近似为零。因此，输出波形在两管轮流工作的衔接处呈现出失真，如图6–22所示。这种失真通常称为交越失真。图6–22是利用两管的合成转移特性曲线(即iC与uBE的关系曲线)，形象地来说明交越失真产生的原因。图6–22交越失真产生的原因及波形为了克服交越失真，可以分别给两管发射结加一正向偏压，其值等于或稍大于导通电压。因而只要有信号输入，V1,V2即可轮流导通，从而消除交越失真。在集成运放中，常用的偏置方式如图4–23所示。图6–23克服交越失真的互补电路(a)二极管偏置方式；(b)模拟电压源偏置方式(6–59)可见，UAB是某一倍数的UBE4,所以该电路也称为UBE的倍增电路。调整R1,R2的比值，可以得到所需的偏压值。由于R1从集电极反接到基极，具有负反馈作用，因而使A、B间的动态电阻很小，近似为一个恒压源6–5集成运放电路举例

6–5–1集成运算放大器F007

双极型集成运放F007是一种通用型运算放大器。由于它性能好，价格便宜，所以是目前使用最为普遍的集成运放之一。F007的电路原理图如图6–24所示。图中各引出端所标数字为组件的管脚编号。F007由三级放大电路和电流源等组成，下面分别作一介绍。图6–24F007电路原理图参照图6–24，V8～V13,R4和R5构成电流源组。其中，V11、V5和V12产生整个电路的基准电流。V10和V11组成小电流电流源，作镜像电流源V8,V9的参考电流，并为V3,V4提供基极偏流。V8的输出电流为输入级提供偏置。V12,V13组成镜像电流源，作中间放大级的有源负载。有关F007和部分集成运放的性能指标见表6-1。表6－1部分集成运放参数表

6–5–2专用型集成运算放大器简介由于种种原因，要想得到各项性能指标都接近理想的集成运放很困难。目前，随着集成工艺的改进和某些新工艺的出现，并采用新颖的电路设计，可以有针对性地改善集成运放的某些性能，制造出性能指标有所侧重的专用型集成运放。

一、高输入电阻型集成运放二、高精度集成运放三、高速宽带型集成运放四、高压型集成运放五、低功耗型集成运放

6–6MOS集成运算放大器

图6–25示出了CMOS工艺中互补器件的结构示意图。其中，P沟道管直接作在N型衬底上，并将衬底接电路的最高电位，而N沟道管制作在P阱中，P阱接电路的最低电位。图6–25CMOS结构示意图

6–6–1MOS集成运放中的基本单元电路

MOS运放电路的组成与双极型运放相同，各部分电路的作用及构成形式也基本相似。

一、MOS有源负载放大器图6–26三种MOS有源负载放大器(a)E/E型NMOS电路；(b)E/D型NMOS电路；(c)CMOS电路图6–27三种MOS放大器的交流等效电路(a)E/E型；(b)E/D型；(c)CMOS(6–60)(6–61)(6–62)(6–63)(6–64)(6–65)

二、MOS管镜像电流源

基本MOS管镜像电流源如图6–28所示。图中V1,

V２为两个性能匹配的ENMOS管，Ir为参考电流。若两管工作在饱和区，则有(6–66)图6–28MOS管镜像电流源

三、MOS管差动放大器在MOS集成运放中，作为输入级的差动放大器，一般是由两个对称的有源负载MOS放大器经电流源耦合构成，因而有E/E,E/DMOS和CMOS三种基本形式。其中，CMOS差动放大器如MOS差动放大器具有前述差动电路的性能特点，对差模电压增益而言，即为单边CMOS放大器的电压增益。由于图6–29电路采用镜像电流为负载，因而，从Ud2输出的电压增益为(6–67)图6–29CMOS差动放大器

四、MOS管输出级电路与双极型运放一样，MOS集成运放的输出级要有较小的输出电阻和较大的输出电压幅度。下面介绍两种常用的MOS管输出级电路。

1.源极输出器具有恒流负载的NMOS源极输出器如图6–30(a)所示，图6–30(b)为其小信号交流等效电路。由图(b)可求得电压放大倍数为(6–68)(6–69)(6–70)