移动通信第二章

第2章调制解调2.1概述2.2数字频率调制2.3数字相位调制2.4正交振幅调制(QAM)2.5扩展频谱调制2.6多载波调制第一，带宽有限它取决于使用的频率资源和信道的传播特性；移动通信信道的基本特征高的频谱利用率第二，干扰和噪声影响大这主要是移动通信工作的电磁环境所决定的；强的抗干扰能力强的抗衰落能力第三，存在着多径衰落2、恒定包络（连续相位）调制技术1、线性调制技术“线性”是要求通信设备从频率变换到放大和发射的过程中保持充分的线性。因此，需要采用成本相对较高的线性功率放大器件。两类主要的数字调制方式优点：已调信号具有相对窄的功率谱和对放大设备没有线性要求，可采用限幅器、低成本的非线性高效功率放大器件。

缺点：其频谱利用率通常低于线性调制技术。恒定包络调制技术☆

MSK☆

GMSK☆

GFSK☆

TFM优点：1）已调信号具有相对窄的功率谱，极低的旁瓣能量；缺点：频谱利用率通常低于线性调制技术。2）功率利用率高：对放大设备没有线性要求，即，可使用高效率的C类高频功率放大器。线性调制技术☆PSK☆QPSK☆DQPSK☆OK-QPSK☆π/4－DQPSK☆多电平PSK优点：高的频谱利用率！缺点：低的功率利用率！MSK

（最小移频键控调制）☆

MSK是一种特殊形式的FSK。☆频差是满足两个频率相互正交(即相关函数等于0)的最小频差，则调制系数☆要求相位连续。MSK调制是一种恒包络调制，这是因为MSK是属于二进制连续相位移频键控的一种特殊的情况，它不存在相位跃变点，因此在限带系统中，能保持恒包络特性。MSK的相位轨迹在一个比特区间内，相位线性地增加或减少π/2。MSK信号的功率谱密度与QPSK相比，MSK具有较宽的主瓣，旁瓣下降速率较快。GMSK（高斯滤波的最小移频键控调制）尽管MSK信号已具有较好的频谱和误比特率性能，但仍不能满足功率谱在相邻频道取值(即邻道辐射)低于主瓣峰值60dB以上的要求。GMSK信号的产生原理框图GMSK的相位轨迹GMSK相位路径平滑，它消除了MSK相位路径在码元转换时刻的相位转折点。GMSK信号的功率谱密度B：高斯滤波器3dB带宽。GSM系统中，要求在归一化频差(f-fc)T=1.5时功率谱密度低于60dB，在高斯滤波器的归一化3dB带宽BTb=0.3时GMSK的功率谱即可满足要求。：比特周期。1、GMSK信号频谱随着归一化3dB带宽BTb值的减小，所对应的GMSK信号的功率谱愈紧凑，即谱利用率愈好，但码元间干扰造成的性能下降加剧。2、从谱利用率和误码率双方考虑，BTb值应该折中选择。GMSK信号的功率谱密度由图可见：在GSM系统中归一化3dB带宽BTb=0.3！QPSK和OQPSK(a)QPSK(b)OQPSK1、QPSK和OQPSK的产生原理2、QPSK和OQPSK的星座图(a)QPSK(b)OQPSK从相位跳变上可判断，OQPSK信号频谱旁瓣要低于QPSK信号的旁瓣。π/4-DQPSK调制π/4-DQPSK是对QPSK信号的特性进行改进的一种调制方式。改进一：相位跳变的改变。改进二：解调方式的改变。美国的IS-136数字蜂窝系统、日本的数字蜂窝系统(PDC)和美国的个人接入通信系统(PACS)。应用：π/4-DQPSK的最大相位跳变值介于OQPSK和QPSK之间。π/4-DQPSK可采用非相干解调，从而大大简化接收机的结构。1、π/4-DQPSK信号的产生原理框图相位跳变规则2、π/4-DQPSK相位的星座图不同调制方式的功率谱密度由上述功率谱密度图形可见MSK、GMSK的频谱效率介于BPSK与QPSK之间，即比BPSK好，但不如QPSK，因为QPSK第一零点在归一化频率处，而BPSK的第一零点在的位置，MSK与GMSK的第一零点在的位置。OQPSKBPSKGMSK1）由上述功率谱密度图形可见MSK、GMSK的频谱效率介于BPSK与QPSK之间，即比BPSK好，但不如QPSK。结论：2）从抗干扰性即功率效率看，GMSK最好，MSK次之，QPSK与BPSK性能最差。2.4正交振幅调制(QAM)QAM通过相位和振幅的联合控制，可以得到更高频谱效率，从而可在限定的频带内传输更高速率的数据。QAM在中、大容量数字微波通信系统、有线电视网络高速数据传输、卫星通信系统等领域得到了广泛应用。正交振幅调制的一般表达式:振幅Am和Bm可以表示成：式中，A是固定的振幅，(dm,em)由输入数据确定。(dm,em)决定了已调QAM信号在信号空间中的坐标点。(a)QAM调制框图(b)QAM解调框图QAM信号的结构设计准则QAM信号的结构不仅影响到已调信号的功率谱特性，而且影响已调信号的解调及其性能。在信号功率相同的条件下，选择信号空间中信号点之间距离最大的信号结构，同时还要考虑解调的复杂性。设计准则：M进制方型QAM星座图(b)16QAM(a)4QAM(c)64QAMM进制星型QAM星座图(b)16QAM(a)4QAM(c)64QAM例：下图是在限定信号点数目M=8,要求这些信号点仅取两种振幅值，且信号点之间的最小距离为2A的条件下，得到的几种信号空间结构。（1）星型QAM的振幅环由方型的3个减少为2个。星型QAM有利于接收端的自动增益控制和载波相位跟踪。（2）星型QAM的相位由方型的12种减少为8种。结论：方型16QAM与星型16QAM星座比较2.5扩展频谱调制1.扩展频谱通信的基本概念扩频通信技术是一种信息传输方式；

在发端采用扩频码调制，使信号所占的频带宽度远大于所传信息必需的带宽；

在收端采用相同的扩频码进行相关解扩以恢复所传信息数据。1）信号的频谱被展宽了；2）采用扩频码序列调制的方式来展宽信号频谱；3）在接收端用相关解扩来解调。解释：

在给定的传输速率C不变的条件下，频带宽度W和信噪比S／N是可以互换的。即可通过增加频带宽度的方法，在较低的信噪比S／N情况下，传输可靠的信息。

C：信道容量(用传输速率度量)；W：信号频带宽度；S/N：信道输出信噪比（即接收机输入信噪比）。

扩频通信的理论依据仙农(Shannon)公式：扩展频谱换取对信噪比要求的降低，正是扩频通信的重要特点，为扩频通信的应用奠定了基础。理论分析表明，各种扩频系统的抗干扰能力大体上都与扩频信号带宽B与信息带宽Bm之比成正比。扩频通信的主要性能指标：表示了扩频系统信噪比改善的程度。1、扩频增益2、抗干扰容限定义：指在保证系统正常工作的条件下，接收机能够承受的干扰信号比有用信号高出的分贝数。可见，抗干扰容限Mj与扩频处理增益GP成正比，GP提高后，Mj大大提高，甚至信号在一定的噪声湮没下也能正常通信。体现了扩频通信系统能在多大干扰环境下正常工作的能力！例：一个扩频系统的处理增益为35dB，要求误码率小于10-5信息数据解调的最小的输出信噪比(S/N)0<10dB，系统损耗Ls=3dB，则抗干扰容限？这说明系统能在干扰输入功率电平比扩频信号功率电平高22dB的范围内正常工作，也就是说该系统能够在接收输入信噪比大于或等于-22dB的环境下正常工作。则，Mj=35－(10+3)=22dB1)直接序列(DS)扩频扩频：在发端直接用具有高码率的扩频码序列去扩展信号的频谱。解扩：在收端，用相同的扩频码序列去进行解扩，把展宽的扩频信号还原成原始的信息。直接序列扩展频谱示意图载波窄脉冲序列+1-1+1+1-1-1Bipolar

data

sequence0 1 0

1BitBits/sChips/sChipCode(1-11-1)

SignalChips/s直扩原理波形图扩频通信中，频谱宽度与功率谱密度示意直扩通信系统原理框图各点波形：直扩通信系统原理波形图OC4OC3OC2OC1RF

调制RF

解调OC3数据信道1数据信道2数据信道3数据信道4接收机本例中接收机采用正交码3与复合信号进行相关操作；结果是可以完全无干扰地重建信道3的数据；为了实现这个完全的正交性，各个正交码必须具有严格地时间同步。线性相加发射机正交码多址技术2)跳频(FH)用伪随机码控制发射机的载频，使载波频率随伪随机码的变化而跳变，从而扩展发射信号的频率变化范围，即扩展传输带宽。频率跳变图案跳频原理框图发端信息码序列与扩频码序列组合后按照不同的码字去控制频率合成器。在收端，为了解调跳频信号，需要用与发端完全相同的本地扩频码发生器去控制本地频率合成器。地址码的功能1）扩展频谱2）区分不同用户3）抗多径干扰、抗多径衰落4）信息数据的隐蔽和保密5）捕获和同步理想地址/扩频码的特性1）尖锐的自相关特性2）处处为零的互相关特性3）足够多的地址码码组4）不同码元数平衡相等5）尽可能长的复杂度（使敌方不易破坏，对信息的保密有用）6）具有近似噪声的频谱，即近似连续谱且均匀分布1、相关性的概念2.5.3伪随机(PN)序列1）自相关函数的定义表示信号与其自身时延以后的信号之间的相似性的。(a)任一随机噪声波形的时间波形(b)是(a)图的自相关函数互相关函数表示为：2）互相关函数的定义互相关性的概念在码分多址通信中尤为重要。在码分多址系统中，不同的用户应选用互相关性小的信号作为地址码。两个不同信号的相似性则需用互相关函数来表征。如果上式为0，两波形是正交的！否则是非正交的。2、码序列的相关性1）码序列的自相关函数xi：周期长度为P的某一码序列；xi+τ：xi移位τ后的码序列。自相关系数：自相关系数值最大不超过1。2）分析m序列的自相关特性:例：n=4码序列产生器电路。假设起始状态为1111，在时钟脉冲CP作用下，逐级移位，D3D4作为D1输入。则产生的序列为：111100010011010

其周期为P=24-1=15。表2-3n=4码序列产生过程设为A序列A序列位移4比特(即τ=4Tc)的码序列为B：可求得自相关系数：111100010011010A×BA序列B序列①A序列位移4比特后自相关系数码元宽度为Tc的A序列波形：可求得自相关系数：②

A序列位移1比特后自相关系数111100010011010A序列A序列位移1比特(即τ=Tc)的码序列为B：A×BB序列③

A序列与其自身的自相关系数此时自相关系数达最大:A序列A×AA序列④

其它的位移值时，A序列的自相关系数当位移值为时，自相关系数均为：时自相关系数达最大:只有例：15位码序列的自相关系数曲线

15位码序列的自相关系数曲线两者比较接近，尤其当码序列周期P越大，则1/P越小，两者接近程度也越好！随机噪声的自相关函数具有二值的尖锐特性m序列与随机噪声

自相关系数曲线比较：对于二进制序列，其自相关系数也可由下式求得：A：相对应码元相同的数目；D：相对应码元不同的数目；P：码序列周期长度。二进制序列自相关系数表达式2)码序列的互相关对于二进制码序列，周期均为P的两个码序列x和y，其相关函数称为互相关函数，记作R(x,y)，即其互相关系数为:在码分多址中，希望采用互相关小的码序列，理想情况是希望ρx,y(τ)=0，即两个码序列完全正交。码长为4的4组正交码的波形2、m序列的产生

m序列是最长线性移位寄存器序列的简称。

n级移位寄存器能产生的最大长度的码序列为2n-1位。Ⅱ）n=42的长码m序列。(1)m序列的含义应用：在CDMA蜂窝系统中，使用了两种m序列：Ⅰ）n=15的短码m序列；(2)m序列产生原理图n级循环序列发生器的模型图中C0，C1，…，Cn均为反馈线，其中C0=Cn=1，表示反馈连接。因为m序列是由循环序列发生器产生的，因此C0和Cn肯定为1。m序列的最大长度取决于移位寄存器的级数，而码的结构取决于反馈抽头的位置和数量。部分m序列反馈系数表初始状态不同，输出序列有何变化？上面假设一种初始状态，如果反馈逻辑关系不变，换另一种初始状态，则产生的序列仍为m序列，只是起始位置不同而已。表2–6

Ci=45不同初始状态下的输出序列初始状态能为全0吗？表2-75级移位寄存器的不同反馈系数的m序列移位寄存器级数(n)相同，但反馈逻辑不同，则产生的m序列就不同。m

序列是一种随机序列，具有随机性,其自相关函数具有二值的尖锐特性，但互相关函数是多值的。(3)m序列的特性①m序列的自相关函数式中，A为对应位码元相同的数目；D为对应位码元不同的数目。自相关系数为:(τ=0)(τ≠0,τ=1,2,…,P-1)m序列的自相关系数曲线由图可知，m序列的自相关系数在τ=0处出现尖峰，并以PTc时间为周期重复出现。尖峰底宽2Tc。Tc越小，相关峰越尖锐。周期P越大，|-1/P|就越小。在这种情况下，m序列的自相关特性就越好。

②m序列的互相关函数两个码序列的互相关函数是两个不同码序列一致程度(相似性)的度量。当使用码序列来区分地址时，必须选择码序列互相关函数值很小的码，以避免用户之间互相干扰。研究表明，两个长度周期相同，由不同反馈系数产生的m序列，其互相关函数(或互相关系数)与自相关函数相比，没有尖锐的二值特性，是多值的。例：两个m序列(P=31)互相关函数曲线两个m序列(P=31)互相关函数曲线自相关函数曲线互相关函数曲线3、m序列的优选对与Gold序列如果两个m

序列，它们的互相关函数满足下式条件：n为奇数；n为偶数(但不是4的倍数)。则这两个m序列可构成优选对。构成优选对的m序列的互相关特性较好！可作为地址码。见书P72-73(1)m序列优选对Gold码是m序列的复合码，它是由两个码长相等、码时钟速率相同的m序列优选对模2加组成的。(2)Gold序列图2–64Gold序列构成示意图Gold序列数比m序列数多得多，并且均为优选对，都可作为地址码使用。因此，Gold序列在多址技术中，得到了广泛的应用。4、Walsh函数

Walsh函数是一种非正弦的完备正交函数系。

Walsh函数可用哈达玛(Hadamard)矩阵H表示。正交方阵是指它的任意两行(或两列)都是互相正交的。Hadamard矩阵H是由+1和-1元素构成的正交方阵。或例如，2阶Hadamard矩阵H2为它仅有可能的取值：+1和-1(或0和1)。或4阶Hadamard矩阵为:或例如，2阶Hadamard矩阵H2为:Hadamard矩阵一般关系式为：8阶Walsh函数的波形从图发现Walsh函数在（0,1)区间内，除Wal(0,t)外，其余Walsh函数取+1和取-1时间是相等的，因此互相关系数为零。

2.6多载波调制2.6.1多载波传输系统基本思想：多载波传输首先把一个高速的数据流分解为若干个低速的子数据流，然后，每个子数据流经过调制和滤波，去调制相应的子载波，从而构成多个并行的已调信号，经过合成后进行传输。基本结构：串行和并行的概念OFDM系统中，利用串并转换实现并行数据传输.串行传输：传统串行通信系统中，符号连续串行传输每个数据符号占用所有可用频带;数据速率很高时，在频率选择性衰落信道和多径时延扩展信道中会产生严重的符号间干扰.串行和并行的概念并行传输：单个数据只占用整个频带的一部分;由于整个信道带宽被分割成多个窄带子频带，单个信道的频率响应相对较为平坦;并行传输体制提供了对抗串行传输体制频率选择性衰落的可能性.单载波和多载波传输在单载波系统中，一次衰落或者干扰就可以导致整个传输链路失效，但是在多载波系统中，某一时刻只会有少部分的子信道会受到深衰落或干扰的影响，因此多载波系统具有较高的传输能力以及抗衰落和干扰能力。子载波频率设置(a)传统的频分复用；(b)

3dB频分复用；(c)OFDM在多载波传输技术中，对每一路载波频率（子载波）的选取可以有多种方法，它们的不同选取将决定最终已调信号的频谱宽度和形状。子载波频率设置——传统的频分复用FDM方法：各子载波间的间隔足够大，从而使各路子载波上的已调信号的频谱不相重叠，即FDM。缺点：频谱的利用率低，子信道之间要留有保护频带，而且多个滤波器的实现也有不少困难。优点：实现简单、直接。子载波频率设置——3dB频分复用各子载波间的间隔选取使得已调信号的频谱部分重叠，使复合谱是平坦的。重叠的谱的交点在信号功率比峰值功率低3dB处。子载波频率设置——OFDM各子载波是互相正交的，且各子载波的频谱有1/2的重叠。该调制方式被称为正交频分复用。（Orthogonalfrequencydivisionmultiplexing）OFDM系统节省带宽OFDM系统带宽比FDMA系统的带宽可以节省一半。OFDM系统既可维持发送符号周期远远大于多径时延，又能支持高速的数据业务，且不需要复杂的信道均衡。

信道均衡是经典的抗码间干扰技术，在许多移动通信系统中都采用了均衡技术消除码间干扰。但如果数据速率非常高，采用单载波传输，往往要设计几十甚至上百个抽头的均衡器，给硬件设计带来困难。

系统的通信能力实际上受制于信道的传播特性。对于高速数据业务，发送符号的周期可以与时延扩展相比拟，甚至小于时延扩展，此时将引入严重的码间干扰，导致系统性能的急剧下降。为什么引入OFDM技术？OFDM发展历史☆最初的思想于1960年代中期提出，采用并行数据传输和频分复用（FDM）；☆1960年代，OFDM在一些高频军事通信系统中得到应用；☆

1971年，Weinstein和

Ebert提出利用DFT变换来实现OFDM的调制解调.☆80年代，研究在数字移动通信的高速调制解调和高密度存储中应用OFDM技术。☆1980年，Hirosaki提出采用均衡算法克服由于信道冲激响应不理想以及定时和频率偏差造成的符号间干扰ISI和载波间干扰ICI；☆1980年，Hirosaki还提出基于DFT实现的OFDM系统。☆

1990年代，OFDM技术在宽带数据通信中得到应用基于FM信道的移动广播系统

有线传输HDSLADSLVDSLDABDVBHDTV三个标准：欧洲COFDM、北美8-VSB、日本BST-OFDM无线局域网HIPERLAN2(欧洲)IEEE802.11a(美国)IEEE802.11g(美国)现在，OFDM已成为欧洲的DAB和HDTV标准；4G的首选方案！OFDM技术发展前景OFDM是一种特殊的多载波传输方案，它既可以被看作一种调制技术，也可以被看作一种复用技术。OFDM抗频率选择性衰落能力强、频谱利用率高、便于与其他接入方式结合使用、可以使用高效的IFFT/FFT来实现等优点，使它成为最有发展前途的多载波调制技术，已成为4G移动通信的核心技术。OFDM技术的基本原理OFDM信号由N个子载波组成，子载波的间隔为Δf（Δf=1/Ts），所有的子载波在符号周期Ts内是相互正交的。

OFDM的基本原理：将高速的数据流分解为多路并行的低速数据流，在多个载波上同时进行传输。对于低速并行的子载波而言，由于符号周期展宽，多径效应造成的时延扩展相对变小。当每个OFDM符号中插入一定的保护时间后，码间干扰几乎就可以忽略。OFDM符号内包含三个子载波的情况在一个OFDM符号周期内每个子载波都包含整数倍个，而且各个相邻的子载波之间相差1个周期。各子载波如何实现正交性？Timedomain

Frequencydomain正交性

TimedomainFrequencydomainExampleoffoursubcarrierswithinoneOFDMsymbolSpectraofindividualsubcarriers

保护间隔和循环前缀OFDM系统中，需考虑两种类型干扰:符号间干扰(ISI)：同一子信道在连续的时间间隔为T的FFT帧之间的串扰;载波间干扰(ICI)：同一FFT帧内相邻子信道或频带间的串扰.保护间隔和循环前缀为抑制ISI的影响，通常要引入保护间隔Tg，在Tg内不传输数据.保护间隔（或循环前缀）在OFDM系统用来对抗多径衰落.:保护间隔

:多径时延扩展

情况下，虽然ISI得到很好抑制，但随之出现了ICI问题.产生ICI的原因是：FFT间隔内，子信道的周期数不再保持为整数.产生ICI的原因：在FFT积分时间内两个子载波的周期不再是整倍数，从而不能保证正交性。保护时间FFT积分时间OFDM符号周期子载波1延迟的子载波2产生载波间干扰（ICI）的解释在Tg内不传输任何信息。时ISI得到很好抑制，但随之出现了ICI问题！为了减小ICI，OFDM符号可以在保护时间内发送循环扩展信号，称为循环前缀(CP)。因此只要多径延时小于保护时间，就不会造成载波间干扰。OFDM符号的循环前缀结构循环前缀是将OFDM符号尾部的信号搬移到头部构成的。这样可以保证有时延的OFDM信号在FFT积分周期内总是具有整倍数周期。子载波1子载波2子载波3时间连续的OFDM信号的表达式假定各子载波上的调制符号可以用Sn,k来表示，n表示OFDM符号区间的编号，k表示第k个子载波，则第n个OFDM符号区间内的信号表示为：总的时间连续的OFDM信号表示为：基于IFFT/FFT实现的OFDM

OFDM信号的带宽为B=N·Δf，信号必须以Δt=1/B=1/(N