交流-直流变换器

电力电子技术第三章交流－直流变换器（整流器）

3交流－直流变换器（整流器）3.0概述3.1整流器的类型和性能指标

3.2不控整流电路3.3单相桥式晶闸管相控整流电路

3.4三相半波相控整流电路3.5三相桥式相控整流电路3.6交流电路电感对整流特性的影响3.8*

带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路3.9相控有源逆变电路工作原理3.10相控整流及有源逆变晶闸管触发控制3.11*含有源功率因数校正环节（PFC）的单相高频整流小结3.0概述利用半导体电力开关器件的通、断控制，将交流电能变为直流电能称为整流。实现整流的电力半导体开关电路连同其辅助元器件和系统称为整流器。

整流器的类型很多，归纳分类如下：1.按交流电源电流的波形可分为： （1）

半波整流。（2）全波整流。2.按交流电源的相数的不同可分为： （1）

单相整流。（2）三相整流。3.按整流电路中所使用的开关器件及控制能力的不同可分为：

(1）

不控整流。（2）半控整流。（3）全控整流。4.按控制原理的不同可分为： （1）

相控整流。（2）高频PWM整流。开关器件为二极管开关器件为晶闸管开关器件为全控器件对交流－直流变换最基本的性能要求：直流输出电压可以调控（交流输入电压变化时或负载变化时输出的直流电压可保持为任意指令值）输出电压中交流分量（即谐波电压）被控制在允许值范围以内；交流侧电流中的谐波电流也要求在允许值以内。此外交流侧的功率因数、整流器的效率、重量、体积、成本、电磁干扰EMI和电磁兼容性EMC以及对控制指令的响应特性都是评价整流器的重要指标。3.1整流器的类型和性能指标整流器最基本的性能指标有：1.电压谐波系数或纹波系数RF（RippleFactor）2.电压脉动系数Sn

3.输入电流总畸变率THD

(TotalHarmonicDistortion)4.输入功率因数PF（PowerFactor）

上述基本性能指标能比较科学地评价各种整流电路的性能优劣。纹波电压的定义：整流输出电压中除直流平均值电压VD外全部交流谐波分量有效值VH可以进一步表示为

：电压谐波（纹波）系数RF（RippleFactor）的定义：输出电压中的交流谐波有效值VH与直流平均值VD之比值。表示为电压脉动系数Sn的定义：整流输出电压中最低次谐波幅值Vnm与直流平均值VD之比。Sn=Vnm/VD

交流输入电流中除基波电流Is1外通常还含有各次谐波电流Isn（n＝2，3，4，…）。THD的定义：除基波电流外的所有谐波电流总有效值与基波电流有效值之比值输入电流总畸变率THD(TotalHarmonicDistortion)输入功率因数PF（PowerFactor）：基波电流数值因数（简称基波因数）是基波电流有效值与总电流有效值之比值。交流侧电压与电流基波分量之间的相位角φ1称为基波位移角；基波功率因数

cosφ1称为基波位移因数DPF。若交流输入电压为无畸变的正弦波，则只有输入电流中的基波电流形成有功功率。这时，定义：交流电源输入有功功率PAC与其视在功率S之比，即3.2不控整流电路3.2.0概述3.2.1单相半波不控整流3.2.2两相半波不控整流（或双半波不控整流）3.2.3单相桥式不控整流3.2.4三相半波不控整流3.2.5三相桥式不控整流3.2.6电容滤波的不控整流电路3.2.0概述定义：在交流电源与直流负载间插入二极管电路，利用二极管的单向导电性实现交流-直流电能变换的电路。缺点：输出电压平均值不能调节分析法：二极管的单向导电性是分析二极管整流电路的基本原则。典型电路：图3.1(a)～3.5(a)*3.2.1单相半波不控整流主电路：不控二极管D1、D0工作原理：（理想情况下）在电源电压的正半周wt=0~pD1承受正向电压而导通。vD=vs,iD=is在电源电压的负半周wt=p~2p,D1受反压截止，阻断电路。vD=0,iD=0如果负载有电感，则负载电流通过D0续流。*3.2.1单相半波不控整流（续1）特点：整流电压直流平均值VD只与VS有关，不能被调控；输出电压脉动大，脉动频率低，难于滤波；仅正半周有输出（一个电源周期中仅一个电压脉波，即脉波数为1，称为“半波”）；电源电流的直流分量很大。*3.2.2两相半波不控整流（或双半波不控整流）主电路：中心抽头的变压器提供两相反向的电压，D1、D2作开关。工作原理：（理想情况下）在电源电压的正半周D1承受正向电压而导通，D2截止，使得正的A相电压加到了负载两端。在电源电压的负半周D1受反压截止，D2导通，使得正的B相电压加到了负载两端性能优于单相半波不控整流正负半波均有输出，整流电压直流平均值高了一倍两相电压是通过变压器中心抽头得到的一个电源周期TS中脉波数为2，脉动频率提高一倍，易于滤波电源电流正、负对称，无直流分量。*3.2.2两相半波不控整流（或双半波不控整流）（续1）*3.2.3单相桥式不控整流

原理及波形分析：与两相半波电路相比：相同点：整流输出电压、交流电源电流波形。多用了两个二极管，但可略去有中心抽头的变压器。在中小容量的不控整流领域中应用广泛。*3.2.4三相半波不控整流

原理及波形：一周期中，A相D1、B相D3、C相D5依序各导电120°。整流电流为120°脉宽直流。整流电压由三个相同的脉波组成（脉波数m＝3）。特点：直流平均值的数值较高：整流电压脉动较小，脉动频率为电源频率3倍。电源电流含有很大的直流分量。较少实用。3.2.5三相桥式不控整流

整流电压由6个相同的脉波组成，脉波宽60°,脉动较小，易滤波。电源电流无直流分量,为120°脉宽、正负对称的交流电。广泛应用较大功率的不控整流脉波数m＝63.2.5三相桥式不控整流（续）整流电压的直流平均值高：电源线电压有效值电源相电压有效值3.2.6电容滤波的不控整流电路

不控整流电路输出电压中除直流外，还含有谐波。为此须在整流电路的输出端与负载之间接入LC滤波器。由于整流输出谐波电压的频率不高，因此要有较好的滤波效果必须LC很大。滤波电感L的重量、体积相对于电容要大得多，通常取较小的L和较大的C组成LC滤波器，甚至完全不用电感只用电容滤波。3.3单相桥式晶闸管相控整流电路3.3.0概述3.3.1单相桥式全控整流电路3.3.2单相桥式半控整流电路

3.3.0概述晶闸管代替上节电路中的二极管，可得相控整流电路。原理：利用了半控开关器件晶闸管的开通可控特性（承受正向电压，且有触发脉冲）和单向导电性；相控整流：控制晶闸管触发相位角（脉冲施加时刻）就控制了电源电压送至负载的起始时刻，从而控制整流电压。整流电路结构不同、负载性质不同，工作情况也就不同。电路分析时要抓住晶闸管的导通时刻（满足导通条件时）和受到反压被强迫关断的时刻。掌握单相桥式全控整流电路在不同性质负载下的工作情况了解单相桥式半控整流电路的失控现象及解决办法。3.3.1单相桥式全控整流电路一、电阻性负载（一）主电路（二）理想化假设

（三）工作原理及波形分析（四）几个名词术语（五）基本量的计算二、电感性负载（一）L、φ较小，α较大，且α>φ时，负载断流，元件的导电角θ<π（二）当α＝φ时，电流临界连续

（三）L、φ较大，α较小,且α<φ，电流连续（四）L很大，ωL>>R，φ≈90°，α<φ，电流连续且忽略脉动三、反电势负载（二）理想化假设

(1)开关元件是理想的开关：通态压降=0；断态电阻无穷大;漏电流=0;开关过程瞬间完成；(2)变压器是理想的：漏抗、绕组电阻、励磁电流=0(3)电网电压是理想的正弦波

（一）主电路

（1）T为整流变压器；（2）注意各物理量的参考方向1、T1、T4一组，T2、T3一组：两组间、上下桥臂间触发脉冲相差180°电角度。2、问题：元件可能触发导通的区间？何时关断？为什么？一、电阻性负载一、电阻性负载（续1）电阻负载时的波形

（三）工作原理及波形分析1.触发脉冲条件（波形、频率、周期、相位）：与电源“同步”。2波形分析法：分段分析法（同频/同周期、有协调的相位关系：正常工作的条件）(四)几个名词术语（1）控制角α:从SCR承受正向电压时刻起到触发脉冲前沿时刻之间的时间所对应的电角度。＝》把不控器件（二极管）的导通时刻后移的电角度。（2）元件导通角θ（导电角）：元件在一电源周期内导通的时间所对应的电角度。本例θ=π-α（3）移相：改变触发脉冲出现时刻，即改变控制角大小。改变α角的大小就可以控制输出电压的大小实现“移相控制”，简称“相控”。（4）移相范围：控制角α能够变化的范围，本例0～180°（5）换相（换流）：电流从一个元件转移到另一个元件的过程。VD是控制角α的函数；α愈大Vd愈小；当α＝0时为最大值；当α＝π时，VD=0。α的移相范围为0～π。设电源电压：(五)基本量的计算

（1）输出直流电压平均值VD（3）晶闸管电流的有效值IT

:由于两晶闸管对轮流导通，在一个正弦周期内各导通θ,所以晶闸管平均电流为负载平均电流ID的一半。晶闸管电流平均值Iav

:（2）输出直流电流平均值ID

（5）负载电阻上电压有效值Vrms

(4)次级绕组电流有效值IS＝负载电流有效值IL

整流电路的输入电流中一般含有谐波电流，基波电流与基波电压一般不同相位，因此电源的视在功率S=VSIS>有功功率P。忽略开关管的损耗，电源提供的有功功率＝负载有功功率P∴功率因数（6）功率因数PF表3.2单相全波整流的电压、电流比值、功率因数与α的关系表控制角（度）03060901201501800.90.840.6760.450.2260.0060IS/ID1.111.171.331.571.972.80-功率因数PF10.9710.8980.7070.4270.170单相全波整流的电压、电流比值、功率因数与α的关系曲线特点：电感电流不能突变；电流滞后电压过零。根据负载中电感量L的大小不同，电路有4种可能工况：二、电感性负载（一）L、φ较小，α较大，且α>φ时，负载断流；（二）当α＝φ时，电流临界连续；（三）L、φ较大，α较小,且α<φ，电流连续；（四）L、φ很大，wL》R

，α<φ时，电流连续，忽略脉动单相桥式电感性负载动态演示输出电压波形中出现了负值断流原因

：L较小，电感电流iD上升时间不长，L储能较少。iD

下降、L释放的能量不足以维持已导通元件持续导通到时刻（π+α）就已降为零。（一）L、φ较小，α较大，且α>φ时，负载断流，元件的导电角θ<π负载断流时，输出整流电、直流等参数的计算

VD

和ID与控制角α及导通角θ有关θ是α、R、L的函数。已知R、L、φ和α时，由（3-45）式可求θ；再由（3-38）式可求得VD*稳态情况波形分析（特征）：输入电流is为正弦波，滞后于电源电压的角度为φ；相当于电源不经晶闸管而直接对RL供电。负载电流iD是“正弦双半波”；整流电压直流平均值（二）当α＝φ时，电流临界连续稳态情况：（1）波形：整流电压波形、平均值、元件导通角θ等，与电流临界连续时的相同；（2）特征：晶闸管电流的初值、终值都不为零;负载电流不再是“正弦双正半波”，任何时刻都大于零；

（三）L、φ较大，α较小,且α<φ，电流连续负载电流iD脉动很小，近似平行于横标；大小：晶闸管的电流iT为180°单向矩形波

电源电流is为180°正负矩形波电源电流is的基波有效值

动态演示（四）L很大，ωL>>R，φ≈90°，α<φ，电流连续且忽略脉动电源基波功率因数角φ1

＝α；α越大，cosφ1越小。（结论适于所有相控整流电路）电源功率因数

时，导电角，电流断流

时，导电角，电流连续

单相桥式全控整流电路控制特性停止导电角L＝0时，只有当vS>E,晶闸管才能触发导通。vS<E,晶闸管阻断,阻断期间,负载电压vD＝E，故输出电压较RL负载时高。负载电流断流，所以

三、反电势负载θ<π，电流断流，而回路电阻R一般很小，在输出相同平均电流时，峰值电流大，电流的有效值比其平均值大许多。断流危害：（1）对直流电动机负载：使其换向电流加大，易产生火花。（2）对交流电源：要求电源容量增大、功率因数降低。解决办法：

在负载回路中串联平波电抗器、增大时间常数，延长晶闸管的导电时间，使电流连续、且使导电角θ＝π。从而减小电流脉动，使波形连续平直。断流原因、危害及处理反电势负载E时，若回路等效总电感为L、总电阻为R，则电流临界连续时直流电流平均值

相关计算单相桥相控整流时电流连续条件三相半波整流时电流连续条件三相全桥整流时电流连续条件（1）它与控制角α及电感L有关；（2）实际负载电流大于此值就是连续的。

（3）电流连续条件3.3.2单相桥式半控整流电路与单相全控桥相比电路特点：晶闸管共阴接法少用2只晶闸管触发装置较简单续流二极管D0：否则大电感负载时电路会失控α的移相范围为180°；θ＝π－α输出电压只能为正值，其平均值L足够大时的工作波形三相交流电波形图wtwt三相整流电路交流测由三相电源供电。负载容量较大，或要求直流电压脉动较小、容易滤波。基本的是三相半波可控整流电路，三相桥式全控整流电路应用最广1)电阻负载自然换相点：二极管换相时刻为自然换相点，是各管能触发导通的最早时刻，将其作为计算各晶闸管触发角a的起点,即a

=0电路的特点：T二次侧接成星形得到零线，一次侧接成三角形避免3次谐波流入电网。三个晶闸管分别接入a、b、c三相电源，其阴极连接在一起—共阴极接法wtwtwtRid自然换相点a

=0a=0时的工作原理分析分析负载电压波形ud，电流波形id和晶闸管VT1的电压波形.波形？波形？wtwtwtwtwtwt电流连续Ridid断续，晶闸管导通角小于120id处于连续、断续临界状态电流断续wt整流电压平均值的计算a≤30时，负载电流连续，有：a>30时，负载电流断续晶闸管最大正向电压负载电流平均值为晶闸管承受最大反向电压a≤30时，电流连续a>30时，电流断续晶闸管最大正向电压电流平均值为晶闸管承受最大反压3.4三相半波相控整流电路3.4.0概述3.4.1

三相半波相控整流电路（共阴接法）3.4.2共阳极接的三相半波可控整流电路3.4.0概述三相AC／DC变换器比单相变换器性能更优越，在中、大功率领域中应用广泛。优点：三相半波相控整流的特点：

（1）两种接法：共阴接法、共阳接法（2）它是组成其他各种三相整流电路的基础，是分析理解后续各种三相整流电路的基础。（3）交流侧电流中直流分量很大，因而应用不多输出电压高脉动小、脉动频率高交流电网侧功率因数高动态响应快（一）控制角触发脉冲顺序晶闸管的导通顺序（二）波形分析自然换相点3.4.1三相半波相控整流电路（共阴接法）（5）整流输出电压的脉动频率为3f（脉波数m=3）。（1）负载电流连续时各晶闸管的导电角均为(120°）（2）若电源交流电路中不存在电感，晶闸管之间的电流转移是瞬间完成的。（3）负载电压波形是相电压波形的一部分。（4）晶闸管截止态所承受的电压是线电压而非相电压。（6）交流侧只有单方向电流（缺点）。若，电流连续且晶闸管导电角120°时，输出直流电压平均值为3.4.1三相半波相控整流电路（共阴接法续）波形特点当当°时，为正值。电路工作在第1象限。当°时，＝0当90°＜α＜180°时，为负值。电路工作在第4象限。讨论：（a）主电路

（b）α＝0°时波形

（c）α＝30°时波形3.4.2共阳极接的三相半波可控整流电路作业5p955\6\7\113.5三相桥式相控整流电路3.5.0概述3.5.1三相桥式全控整流电路3.5.2三相桥式半控整流电路3.5.0概述常用的三种三相桥式整流电路：不控整流（a）全控整流（b）：不控整流电路中的二极管换成SCR半控整流（c）：不控整流电路中共阴接法的二极管换成SCR3.5.0概述(续)电源条件三相交流对称电源：相电压有效值为Vs相电压幅值为：线电压有效值：线电压幅值为：电源频率为fs，周期为Ts，三相交流相电压依序相差120°;六个线电压依序相差60°3.5.1三相桥式全控整流电路1.基本工作原理2.电阻负载时三相桥式全控整流特性3.感性负载时三相桥式全控整流特性4.反电势、电阻、电感负载时三相桥式全控整流特性1.基本工作原理SCR的6个自然换相点：上桥臂中三相电压瞬时值最正的那一相管自然导通，换相点为1、3、5下桥臂中三相电压瞬时值最负的那一相管自然导通，换相点为2、4、6控制角α＝0时，上、下各有一个SCR导通，把线电压最大的瞬时值接至负载。控制角α≠0时，6个晶闸管的触发脉冲的施加时刻都从各自的自然换相点延迟一个α角度。晶闸管触发次序:按1－2－3－4－5－6－1的顺序循环，各脉冲依次互差60°T1T3T5的触发脉冲间相位相差120°

（T2T4T6亦如此）晶闸管最大导电角θ为120°每个触发脉冲的宽度要超过1/6Ts；或双脉冲触发方式:给晶闸管发一个窄触发脉冲后，间隔60°再补发一个脉冲 1.基本工作原理：晶闸管的触发脉冲安排相控整流特性：（1）与相控角α有关;

（2）与负载性质有关。1.电阻负载时的整流特性纯电阻性负载时，iD与vD波形完全相同。

(1)α＝0°时的波形；(2)α＝30°时的波形

(3)α＝60°时的波形，(4)α＝90°时的波形2.α≠0时将使整流电压vD的平均值VD减小，改变触发延迟角（或相控角）α的大小，即可控制整流电压平均值VD2.电阻负载时三相桥式全控整流特性图3.17不控整流电路及全控整流电路阻性负载α＝0、α＝30°时的波形整流电压vD的波形依然由6段线电压波形组成,次序不变，仅六个导电区后延30°负载电流iD波形：与vD的波形完全相同电源电流ia波形与α＝0°时相比各波形在时间上顺延30°电阻负载α＝30°时工作波形特点：电阻负载α＝60°时工作波形及其特点：与α＝0°时相比各波形在时间上顺延60°；元件导电终点时刻，整流电压、电流的瞬时值都为零。α≤60°时iD连续，且整流电压平均值VD

：电阻负载α＝90°时工作波形及其特点：α>60°后iD不连续；导电宽度120°-α<60°整流电压平均值VD

α＝120°时vD=0。由上式也可知VD＝0。电阻负载时α的有效移相范围是0～120°3.感性负载时三相桥式全控整流特性多数负载为RL负载或反电势、电阻、电感负载，负载中的电感通常会使电流iD连续。当电感值大到以致负载电路时间常数远大于电流脉动周期6TS时，可忽略iD的脉动,看作恒值电流ID负载电流连续且α≤60°时整流电压vD波形、整流电压平均值VD与电阻负载时的情况相同，但是电流不同。

(1)电阻性负载α＝0°时波形；

(2)电阻性负载α＝30°时波形；

(3)电阻电感性负载α＝60°时的波形；

(4)电阻电感性负载α＝90°时的波形；

(5)电阻电感性负载α＝120°时的波形；

(6)电阻电感性负载α＝180°时的波形图3.21电阻感性负载时的整流特性α＝60°时的波形图3.22电阻感性负载时的整流特性α＝90°时的波形图3.23电阻感性负载时的整流特性α＝120°时的波形图3.24电阻感性负载时的整流特性α＝180°时的波形3.感性负载时三相桥式全控整流特性整流电压平均值感性负载、电感足够大时（1）整流电压的平均值VD Vlm为电源线电压最大值 Vl为线电压有效值Vs为相电压有效值当α<90°时，VD为正值；当α＝90°时，VD＝0；当α>90°时，VD为负值。整流电压vD中除直流平均值VD外，还含有6K次谐波电压（K=1，2，3…)3.感性负载时三相桥式全控整流特性（2）输出电压vD的脉动频率是电源频率的6倍，最低次谐波为6次谐波。（3）交流电源电流的波形：幅值为ID，宽度为120°的交流方波，除基波外，还含有6k±1等次谐波。（4）电源基波功率因数：∵超前方波电流的起点30°就是基波电流的起点，∴相电流基波的起点比相电压滞后α。电源基波功率因数也是cosφ1＝cosα。4.反电势、电阻、电感负载时三相桥式全控整流特性三相桥式相控整流电路接反电势、电阻、电感负载且负载电流连续时，与电感电阻性负载时工作情况相似；电路各电压、电流波形相同，仅负载电流直流平均值ID为:3个晶闸管触发脉冲互差120°，类似三相半波相控整流：电流连续时vPO平均值3个二极管相当于三相半波不控整流或α＝0时的相控整流：

vNO的平均值为

整流电压平均值VD：vPN

应是共阴极的三相半波相控整流输出电压vPO和共阳极的三相半波不控整流电压vNO

之和。3.5.2三相桥式半控整流电路α＝0时，VD

最大；α>0时，VD为正值；α＝180°时，VD

最小；∴VD≥0（不可能为负值）α的移相控制范围为0～180°输出电压不可能为负值讨论：3.6.0概述3.6.1考虑LS的三相半波相控整流电路及整流电压波形3.6.2换相重叠期中的波形及关系3.6.3整流电压平均值的计算3.6.4ID与α、γ、换相压降的关系3.6.5引入换相电阻RS后的关系式3.6.6各种相控整流电路换相压降和换相重叠角计算3.6.7电压波形畸变及影响3.6交流电路电感对整流特性的影响LS≠0时三相半波整流电路

3.6.0概述问题的提出：实际交流电源电路中存在电感LS，前面的vD波形却没有考虑其影响。交流电路电感对整流特性有什么样的影响呢？

以m相半波整流电路（如m＝3）为例进行分析，以期得到交流电路电感LS对换流过程及输出电压平均值VD的影响的一般性结论。3.6.1考虑LS的三相半波相控整流电路及整流电压波形在自然换相点E点之后、

F点之前Tb未被触发，Ta一直导电，Tb截止，ia＝ID，va＝vD(t)如果LS＝0，一旦Tb导通

Ta立即受反压截止，ID立即从a相换到b相，换相（或换流）过程瞬时完成。这时vD为PEFQH曲线。

3.6.2换相重叠期中的波形及关系如果LS≠0，LS储能不能突变为零，ia不能从ID突降为零，而必须经历一个Ta、Tb同时导通的过渡过程。过程历时tr，对应的相位角，因Ta、Tb同时导电而被称为换相重叠期。换相重叠期内若ID恒定，参与换流的两相电流以及整流电压有如下关系：

3.6.2换相重叠期中的波形及关系（续）在一个脉波期中整流电压为EFGDHM换相前vD=va；换相后vD=vb换相中，vD是图中的GD段。3.6.3整流电压平均值的计算3相桥式m＝6，V＝Vl

3相半波m＝3，V＝VS单相桥式和2相半波m＝2，V＝VS

（1）α＝0或不控整流，且LS＝0时VD0为曲线EQHME’的面积平均值3.6.3整流电压平均值的计算(续)（3）α≠0且LS≠0时因换相重叠而损失的面积（换相压降）是QGDH。（2）α≠0且LS＝0时,VD为曲线EFQHME’的平均值,因移相而损失的面积为而△VS的计算式：3.6.4ID与α、γ、换相压降的关系3.6.5引入换相电阻RS后的关系式换相电阻：已知负载电流ID，可求换相压降。已知负载电流ID，可求出不同α时的γ换相压降只与RS、ID有关而与α无关，但γ与α有关整流电压平均值已知V、m、ωLS、负载电流ID以及α可求出VD

。如三相桥式（m＝6，V＝Vl

）时，由3.6.6各种相控整流电路换相压降和换相重叠角计算②电路形式单相全波单相全控桥三相半波三相全控桥m脉波整流电路①

各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算注：①单相全控桥电路中，环流ik是从-Id变为Id。本表所列通用公式不适用；

②三相桥等效为相电压等于的6脉波整流电路，故其m=6，相电压按代入。3.6.7电压波形畸变及影响在换相重叠期中，a、b两相处于经电感2LS短接状态，使整流电路的输入电压波形畸变（有短时的突降和突升毛刺），同时也影响晶闸管截止时端电压波形。这种波形畸变有可能对自身的控制电路以及其它设备的正常工作产生不良的影响，因此，实际的整流电源装置的输入端有时加滤波器消除这种畸变波形的影响。

作业3p9513\17\26\29整流装置功率越大，它对电网的干扰也越严重在一个电源周期中整流输出电压VD脉波数m越多，则输出电压中谐波阶次越高，谐波幅值越小，整流特性越好整流装置的交流电流中的谐波频率越高，谐波电流数值也越小。为了减轻整流装置谐波对电网的影响，可采用下图（图

3.29(a)所示）两个三相桥式整流，经平衡电抗器LP并联输出的六相12脉波相控整流电路。

*3.8带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路

若无平衡电抗器，则在区间I，一旦第一组三相桥整流器导电，第二组三相桥整流器的晶闸管立即被反压截止，只能由第一组三相桥整流器对负载供电；同理，区间II，仅第二组三相桥整流器导电，并提供全部负载电流。

有了平衡电抗器以后，任何时刻电压差VP平衡电抗器两侧绕组各承担VP/2，使两个整流器同时导电并共同承担负载电流，每个晶闸管及变压器绕组导电时间延长一倍，而电流却只输出1/2负载电流。触发控制角=0时，第一组三相全桥整流输出主要是6次谐波，6次谐波的幅值电压差：相差30°两组三相桥经平衡电抗器以后输出电压的瞬时值为：或整流电路电流连续的条件是：电压差在两个三相桥之间引起的环流最大值近似为vP有最大值：直流输出电压平均值:输出波形的脉动分量减小了，脉动频率比三相桥时增大了一倍。以上为控制角=0时的情况，如果≠0，可以根据两组三相桥式电路的相应输出波形进行分析。

其幅值仅为直流输出电压平均值的1.4%

12次谐波电压幅值为：输出电压中的谐波阶次为12k次(K=1,2,…),最低为12次。图中120°方波的傅立叶级数表达式为：N2绕组a、b、c相电流满足：由于三相对称：原方A相电流应为：除基波外，仅含12K1（K=1，2，3）次电流谐波。最低次电流谐波为11次.带平衡电抗器的双三相桥12脉波整流电路中交流电源只含有12K1次谐波电流，最低次电流谐波为11次，而三相桥6脉波整流电路交流电源中含有6K1次谐波电流，最低次谐波电流为5次。两组整流桥相差30°的整流电压，既可经平衡电抗器并联输出（称为并联多重结构），也可以将其串联输出给负载供电（称为串联多重结构）。采用串联多重结构和并联多重结构其效果是相同的，串联输出适用于输出高电压应用，并联输出适用于输出大电流应用。结论3.9相控有源逆变电路工作原理3.9.1有源逆变原理3.9.2有源逆变安全工作条件3.9.3三相全桥相控整流和有源逆变的控制特性3.9.4晶闸管相控有源逆变的应用3.9.1有源逆变原理把直流变换成交流的变换称之为逆变实现逆变的电路及装置称逆变电路、逆变器有源逆变是把直流电能所转换的交流电能输送给交流电网有源（有交流电源）逆变是依靠交流电网电压周期性的反向变负使逆变电路中处于通态的开关器件承受反向电压而关断，因而可以不用自关断器件而用无自关断能力的晶闸管。事实上，有源逆变就是从晶闸管相控整流发展、延伸出来的，所以把它放在AC－DC整流变换这一章介绍。3.9.1有源逆变原理（续1）上图三相半波相控整流电路中，若控制角（从自然换相点E1、E2、E3算起的触发滞后角）为a，则当控制角a=60°(<90°)和a=120°(>90°)两种情况下整流电压瞬时值波形如右图。

3.9.1有源逆变原理（续2）

a<90°时整流电压vD（t）为PE2DE5曲线电压。

a>90°时整流电压vD（t）为PDE5Q曲线电压。

a<90°时整流电压vD（t）的正面积大于负面积，如果负载电流为恒定直流，则功率平均值为正值，变换器将交流电能变为直流电能，向直流负载供电，实现整流变换。a>90°时,整流电压vD（t）的负面积大于正面积，故直流电压平均值和功率平均值均为负值，变换器将直流电能变为交流电能送至交流电源，实现有源逆变。

图中的“负载”应是一个直流电源，且其电压Ei极性必须与图中晶闸管导通方向一致。桥式变换器电路中开关器件的触发控制角>/2。

3.9.1有源逆变原理（续3）在0≤≤/2

范围内改变控制角，即可控制正值电压VD

和正值功率PD的大小；在/2≤≤范围内改变控制角，即可控制负值电压VD和负值功率PD的大小。在>/2大部分时区,vD(t)为负值。为了维持电流ID，直流侧必须有右上图中所示的直流电源才能向交流电源输送功率实现有源逆变。结论(f)有源逆变(e)相控整流实现有源逆变的条件是：3.9.2有源逆变安全工作条件相控整流电路中以自然换相点为起始点的控制角>/2时，可以实现有源逆变。越接近180°时整流电压负值越大，有源逆变功率越大。但在>/2有源逆变状态下工作时，由于实际电路中交流电源电路中电感LS

≠0，实际存在换相重叠过程。如果过大，就可能引起换相失败事故。

换相重叠角g的确定：对于三相桥式电路m=6，则对三相半波电路m=3，则3.9.2有源逆变安全工作条件（续1）或3.9.2有源逆变安全工作条件（续2）相控有源逆变的临界换相条件是

故有：

且：则临界有源逆变时控制角、逆变角和换相重叠角的关系是：定义逆变角，即3.9.2有源逆变安全工作条件（续4）

为了确保晶闸管的安全关断，需要在其电流下降为零后仍在其两端再施加一段时间的反向电压，以恢复其阻断正向电压的能力，这段时间称为晶闸管关断时间toff

对普通高压大功率晶闸管，toff一般不超过200～300μs。这段时间相对应的（频率f=50Hz时）角度q0

(=wtoff）约为4°～5°。（4°～5°）称为关断角。实际换相重叠角的大小与负载电流ID、电感LS及电路交流电压角频率及电压有效值VS等有关。在额定负载时g通常约为10°~20°。因此，如果控制角为a，则在换相结束时,wt已达到a+g，再经过q0角度到wt=a+g+q0

时晶闸管才能恢复阻断电压的能力。如果再留一个剩余的安全角fr，则

3.9.2有源逆变安全工作条件（续5）对于设定的剩余安全角fr(如5°～10°)及关断角q0(=wtoff由晶闸管关断时间决定)，根据ID、Vl及LS值可得如果实际运行中a>amax(或b<bmin），则剩余安全角f<fr，有源逆变运行的安全性就比较差。a超过amax很多时，可能使剩余安全角fr→0，导致换相失败，变换器故障、损坏。最小允许的逆变角：最大允许的触发延迟控制角：对三相桥式电路m=6，则3.9.3三相全桥相控整流和有源逆变的控制特性右图(a)为两个三相全桥相控整流-有源逆变电路反并联对直流电机M供电电路，图(b)和(c)为三相桥运行于相控整流时和有源逆变时的等值电路。（假设电机等效电阻、电感、电势分别为R、L、E。）若交流电源线电压有效值为Vl，三相全桥六脉波相控整流时的直流输出电压为VD，负载电流连续，电流平均值为ID，直流负载电阻为R，电感为L，电势为ER，则整流输出的直流电压平均值为：3.9.3三相全桥相控整流和有源逆变的控制特性（续）由于换相重叠而引起的直流电压损失：换相重叠角g由下式确定：工作在有源逆变工作情况时若直流侧电源为Ei

，则因此：上述各式是三相全桥相控AC/DC变换器工作在相控整流和有源逆变两种工作情况时的电流控制方程，通过改变晶闸管的触发控制角或逆变角，可以调节整流或逆变电压VD、控制直流电流平均值ID和交流电源－直流负载之间交换的功率P的大小和流向。3.9.4晶闸管相控有源逆变的应用

晶闸管三相桥式相控整流电路既可在VD>0(a<p/2)、ID为正、PD=VDID>0情况下作为整流器，将交流电能变为直流电能供给直流负载，也可在VD<0(a>p/2)、ID为正、PD=VDID<0情况下作为有源逆变器，将直流电能变为交流电能送至交流电网（交流电源）。只要有交流电网和直流电源存在，都可以用晶闸管全控型整流电路靠交流电网电压的瞬时值变负、在已导通的晶闸管上施加反向电压而令其关断，从而实现将直流电能有源逆变为交流电能送入交流电网。如果整流电路是半控型电路，其输出直流电压平均值不可能为负值，电流又不可能为负值，则功率不能为负值，因而不可能实现有源逆变。所以要实现有源逆变，整流电路必须是全控型电路。

直流电机的转矩Te正比于电枢电流ID，转速N正比于电枢电压VD，改变VD、ID的大小和方向即可使电机四象限运行（分别对应正、反方向旋转时的电动机、发电机工作情况）。控制一个三相全控桥型晶闸管相控整流电路，改变控制角可以输出单方向电流和可正、可负的直流电压。再用另一个同样的三相全控桥型晶闸管相控整流电路，改变其控制角又可输出一个反方向的电流和输出电压为可正、可负的直流电压。

将两个三相桥电路反并联如图3.31(a)所示，即可对直流电机提供四象限电源，实现直流电机的四象限运行（或可逆传动）。

1、直流电机四象限传动系统图3.32交流绕线转子异步电动机调速系统绕线型转子异步电动机：转子绕组的三相交流电经三相不控整流桥输出，其直流电压平均值：令三相全控桥工作在有源逆变状态，则

不计换流电压损失：

则得电动机运行时的转速：

2、交流绕线式异步电动机调速系统3、高压直流输电

远距离高压直流输电具有许多优越性。需要在输电线首端（发电机处）将交流电变为直流电，经远距离直流传输后在输电线末端用户（负载）处再将直流电变为交流电供负载用电。直流输电线首、末端要接入整流器和逆变器。由于输电功率极大，远距离输电大都采用晶闸管（半控型器件）相控整流和有源逆变器，变换系统图类似图3.31，只是中间直流环节不是直流电机而是远距离直流输电线。实际高压直流输电系统中，线路首、末两端的整流器和有源逆变器都是由三相全控桥电路为基本单元的复合型变换器，即由多个三相桥变换器串、并联组合成复合结构变换器，每个三相桥变换器中的A、B、C三相上下桥臂又由许多晶闸管串联组成，以提供高压大电流的相控整流和有源逆变。9.1.1电力电子器件驱动电路概述■驱动电路

◆是电力电子主电路与控制电路之间的接口。◆良好的驱动电路使电力电子器件工作在较理想的开关状态，缩短开关时间，减小开关损耗。

◆对装置的运行效率、可靠性和安全性都有重要的意义。◆一些保护措施也往往设在驱动电路中，或通过驱动电路实现。■驱动电路的基本任务

◆按控制目标的要求给器件施加开通或关断的信号。

◆对半控型器件只需提供开通控制信号；对全控型器件则既要提供开通控制信号，又要提供关断控制信号。■驱动电路还要提供控制电路与主电路之间的电气隔离环节，一般采用光隔离或磁隔离。

◆光隔离一般采用光耦合器

☞光耦合器由发光二极管和光敏晶体管组成，封装在一个外壳内。

☞有普通、高速和高传输比三种类型。ERERERa)b)c)UinUoutR1ICIDR1R1图9-1光耦合器的类型及接法a)普通型TLP521

b)高速型6N137

c)高传输比型TIL113

光耦——可隔离交流或直流信号。特点：参数设计简单、输出端需要隔离驱动电源、带宽/驱动功率有限。

◆磁隔离的元件通常是脉冲变压器——可传递交变或单向的矩形脉冲，能进行电流或电压变换。存在问题——脉冲宽度较宽时，变压器体积重量大、激磁电流大。解决方法——高频调制解调(宽脉冲变成宽度为脉冲宽度的高频脉冲列)特点——即可传递信号又可传递功率、频率越高,体积越小。——适合高频应用■驱动电路的分类

◆按照驱动电路加在电力电子器件控制端和公共端之间信号的性质，可以将电力电子器件分为电流驱动型和电压驱动型两类。

◆晶闸管的驱动电路常称为触发电路。■驱动电路具体形式可为分立元件的，但目前的趋势是采用专用集成驱动电路。

◆双列直插式集成电路及将光耦隔离电路也集成在内的混合集成电路。

◆为达到参数最佳配合，首选所用器件生产厂家专门开发的集成驱动电路。9.1.2晶闸管的触发电路IIMt1t2t3t4图9-2理想的晶闸管触发脉冲电流波形t1~t2脉冲前沿上升时间（<1s）t1~t3强脉冲宽度IM强脉冲幅值（3IGT~5IGT）t1~t4脉冲宽度I脉冲平顶幅值（1.5IGT~2IGT）

■晶闸管的触发电路

◆作用：产生符合要求的门极触发脉冲，保证晶闸管在需要的时刻由阻断转为导通。◆晶闸管触发电路往往还包括对其触发时刻进行控制的相位控制电路。

◆触发电路应满足下列要求

☞触发脉冲的宽度应保证晶闸管可靠导通，比如对感性和反电动势负载的变流器应采用宽脉冲或脉冲列触发。

☞触发脉冲应有足够的幅度，对户外寒冷场合，脉冲电流的幅度应增大为器件最大触发电流的3~5倍，脉冲前沿的陡度也需增加，一般需达1~2A/s。

☞触发脉冲应不超过晶闸管门极的电压、电流和功率定额，且在门极伏安特性的可靠触发区域之内。

☞应有良好的抗干扰性能、温度稳定性及与主电路的电气隔离。9.1.3同步信号为锯齿波的触发电路1、脉冲形成与放大环节+15V-15V脉冲形成环节由V4、V5构成；放大环节由V7、V8组成。控制电压uco加在V4基极上，触发脉冲由脉冲变压器TP二次输出。

当V4的基极电压uco=0时，V4截止。电源+E1经R11供给V5基极电流，使V5饱和导通。所以V5集电极电压接近-E1，V7、V8处于截止状态，无脉冲输出。电源+E1经R9、V5的发射极到-E1对电容C3充电，充满后电容端电压接近2E1，极性如图所示。当uco≥0.7V时，V4导通。A点电位从+E1突降到1V，由于电容C3两端电压不能突变，所以V5基极电位也突降到-2E1，V5基射极反偏置，V5立即截止。它的集电极电压由-E1迅速上升到钳位电压2.1V时，使得V7、V8导通，输出触发脉冲。同时电容C3由+E1经R11、VD4、V4放电并反向充电，使V5基极电位逐渐上升。直到V5基极电位ub5>-E1，V5又重新导通。这时V5集电极电压立即降到-E1，使V7、V8截止，输出脉冲终止。脉冲前沿由V4导通时刻确定，脉冲宽度由反向充电时间常数R11C3决定。

2、锯齿波的形成和脉冲移相环节+15V当V2截止时，恒流源电流I1C对电容C2充电，所以C2两端的电压uC为uC按线性增长，即ub3按线性增长。调节电位器RP2，可以改变C2的恒定充电电流I1C。

当V2导通时，因R4很小，所以C2迅速放电，使得ub3电位迅速降到零伏附近。当V2周期性地导通和关断时，ub3便形成一锯齿波。射极跟随器V3的作用是减小控制回路电流对锯齿波电压ub3的影响。V4基极电位由锯齿波电压、控制电压uco、直流偏移电压up三者叠加所定，它们分别通过电阻R6、R7、R8

与V4基极连接。

锯齿波电压形成电路由V1、V2、V3和C2等元件组成，其中V1、VS、RP2和R3为一恒流源电路。根据叠加原理，先设uh为锯齿波电压ue3单独作用在基极时的电压，其值为

所以uh仍为锯齿波，但斜率比ue3低。同理，直流偏移电压up单独作用在V4基极时的电压为

控制电压uco单独作用在V4基极时的电压为：

所以，仍为一条与up平行的直线，但绝对值比up小；仍为一条与uco平行的直线，但绝对值比uco小。

当V4不导通时，V4的基极b4的波形由确定。当b4点电压等于0.7V后，V4导通。产生触发脉冲。改变uco便可以改变脉冲产生时刻，脉冲被移相。加up的目的是为了确定控制电压uco=0时脉冲的初始相位。以三相全控桥为例，当接反电势电感负载时，脉冲初始相位应定在α=90度；当uco=0时，调节up的大小使产生脉冲的M点对应α=90度的位置。当uco为0，α=90度，则输出电压为0；如uco为正值，M点就向前移，控制角α<90度，处于整流工作状态；如uco为负值，M点就向后移，控制角α>90度，处于逆变状态。

3、同步环节同步环节是由同步变压器TS、VD1、VD2、C1、R1和晶体管V2组成。同步变压器和整流变压器接在同一电源上，用同步变压器的二次电压来控制V2的通断作用，这就保证了触发脉冲与主电路电源同步。同步是指锯齿波的频率与主电路电源的频率相同且相位关系确定。锯齿波是由开关管V2控制的，也就是由V2的基极电位决定的。同步电压uTS经二极管VD1加在V2的基极上。当电压波形在负半周的下降段时，因Q点为零电位，R点为负电位，VD1导通，电容C1被迅速充电。Q点电位与R点相近，故在这一阶段V2基极为反向偏置，V2截止。在负半周的上升段，+E1电源通过R1给电容C1充电，其上升速度比uTS波形慢，故VD1截止，uQ为电容反向充电波形。当Q点电位达1.4V时，V2导通，Q点电位被钳位在1.4V。直到TS二次电压的下一个负半周到来，VD1重新导通，C1放电后又被充电，V2截止。如此循环往复，在一个正弦波周期内，包括截止与导通两个状态，对应锯齿波波形恰好是一个周期，与主电路电源频率和相位完全同步，达到同步的目的。可以看出锯齿波的宽度是由充电时间常数R1C1决定的。触发电路自身在一个周期内可输出两个间隔60度的脉冲，称内双脉冲电路。而在触发器外部通过脉冲变压器的连接得到双脉冲称为外双脉冲。本触发电路属于内双脉冲电路。当V5、V6都导通时，V7、V8截止，没有脉冲输出。只要V5、V6有一个截止，就会使V7、V8导通，有脉冲输出。因此本电路可产生符合要求的双脉冲。第一个脉冲由本相触发单元的uco对应的控制角α使V4由截止变导通造成V5瞬时截止，使得V8输出脉冲。隔60度的第二个脉冲是由后一相触发单元通过连接到引脚Y使本单元V6截止，使本触发电路第二次输出触发脉冲。其中VD4和R17的作用主要是防止双脉冲信号相互干扰。4、双窄脉冲形成环节在三相桥式全控整流电路中，双脉冲环节的可按下图接线。六个触发器的连接顺序是：1Y-2X、2Y-3X、3Y-4X、4Y-5X、5Y-6X、6Y-1X。

36V交流电压经整流、滤波后得到50V直流电压，经R15对C6充电，B点电位为50V。当V8导通时，C6经脉冲变压器一次侧R16、V8迅速放电，形成脉冲尖峰，由于有R15的电阻，且电容C6的存储能量有限，B点电位迅速下降。当B点电位下降到14.3V时，VD15导通，B点电位被15V电源钳位在14.3V，形成脉冲平台。C5组成加速电路，用来提高触发脉冲前沿陡度。

6、脉冲封锁二极管

VD5阴极接零电位或负电位，使V7、V8截止，可以实现脉冲封锁。VD5用来防止接地端与负电源之间形成大电流通路。5、强触发环节*9.1.4集成触发电路(简介)目前国内生产的集成触发器有KJ系列和KC系列，国外生产的有TCA系列，下面简要介绍由KC系列的KC04移相触发器和KC4lC六路双脉冲形成器所组成的三相全控桥集成触发器的工作原理。（1）KC04移相触发器的主要技术指标如下：电源电压：DC±l5V，允许波动±5%；电源电流：正电流≤l5mA，负电流≤8mA；移相范围：≥(=30V，=l5KΩ)；脉冲宽度：400s～2ms；脉冲幅值：≥13V；最大输出能力：100mA；正负半周脉冲不均衡：≤土；环境温度：-——。内部结构KC4lC六路双窄脉冲形成器KC4lC是六路双脉冲形成集成电路KC4lC的输入信号通常是KC04的输出，把三块KC04移相触发器的l脚与15脚产生的6个主脉冲分别接到KC4lC集成块的1~6脚，经内部集成二极管完成“或”功能，形成双窄脉冲，再由内部6个集成三极管放大，从10~15脚输出，还可以在外部设置Vl~V6晶体管作功率放大，可得到800mA的触发脉冲电流，供触发大电流的晶闸管用。KC4lC不仅具有双窄脉冲形成功能，而且还具有电子开关控制封锁功能，当7脚接地或处于低电位时，内部集成开关管截止，各路正常输出脉冲；当7脚接高电位或悬空时，饱和导通，各路无脉冲输出。图3-57AKJ041电路原理图KC4lC与KC04组成的双窄脉冲触发电路触发电路的定相初始脉冲是指Ud＝0时，控制电压uco与偏移电压up为固定值条件下的触发脉冲。因此，必须根据被触发晶闸管阳极电压的相位，正确供给各触发电路特定相位的同步电压，才能使触发电路分别在各晶闸管需要触发脉冲的时刻输出脉冲。这种选择同步电压相位以及得到要求的触发时刻的方法，称为触发电路的定相。

晶闸管VT1的阳极与uu相接，VT1所接主电路电压为+uu，触发脉冲从0°至180°对应的范围为ωt1～ωt2。采用锯齿波同步的触发电路时，同步信号负半周的起点对应于锯齿波的起点，通常使锯齿波的上升段为240度，上升段起始的30度和终了段30度线性度不好，舍去不用，使用中间的180度。所以取同步波-uu。

三相桥整流电路大量用于直流电机调速系统，通常要求可实现再生制动，使Ud=0时的触发角α为90º。当α

<90º时为整流工作，α>90º时为逆变工作。将α=90º确定为锯齿波的中点，锯齿波向前向后各有90º的移相范围。α=0º对应于uu的30º的位置，说明VT1的同步电压应滞后于uu180º。对于其他5个晶闸管，也存在同样的关系，即同步电压滞后于主电路电压180º。

三相全控桥的定相同步变压器和整流变压器的接法及矢量图(了解)

因此一旦确定了整流变压器和同步变压器的接法，即可选定每一个晶闸管的同步电压信号。为防止电网电压波形畸变对触发电路产生干扰，可对同步电压进行R-C滤波，当R-C滤波器滞后角为60º时，同步电压选取结果见表晶闸管VT1VT2VT3VT4VT5VT6主电路电压+Uu-Uw+Uv-Uu+Uw-Uv同步电压+Usv-Usu+Usw-Usv+Usu-Usw同步电压的选取结果见表晶闸管VT1VT2VT3VT4VT5VT6主电路电压+Uu-Uw+Uv-Uu+Uw-Uv同步电压-Usu+Usw-Usv+Usu-Usw+Usv*3.11含有源功率因数校正环节(PFC)的单相高频整流3.11.1谐波电流的危害及改善措施3.11.2含升压(Boost)型功率因数校正器的高频整流3.11.3带反激式功率因数校正器的高频整流3.11.1谐波电流的危害及改善措施

220V单相交流电网不控整流电容滤波的应用极为广泛，但主要缺点是：

(1)输入交流电压是正弦波，仅在交流电压的瞬时值大于电容电压时才有输入电流，因此输入交流电流波形严重畸变，呈脉冲状。

(2)直流输出电压只与交流输入电压有关而不能调控。为了得到输出可控的直流电压，可采用相控整流。但相控整流直流电压脉动很大，且最低次谐波频率为2次谐波，需要很大的滤波器才能得到平稳的直流电压。在相控直流电压较低时电源功率因数低，同时交流电源输入电流中仍含有大量的谐波电流。3.11.1谐波电流的危害及改善措施（续1）流过线路阻抗造成谐波电压降，使电网电压也发生畸变；可能危害通讯线路；会使线路和配电变压器过热，损坏电器设备；会引起电网LC谐振；高次谐波电流流过电网所产生的谐波电压可能使电容器过流、过热而爆炸；在三相四线制电路中，中线流过三相的三次谐波电流(3倍的3次谐波电流)，使中线过流而损坏；还使整流负载交流输入端功率因数下降，其结果是发电、配电及变电设备的利用率降低，功耗加大，效率降低。

谐波电流对电网有严重的危害作用：3.11.1谐波电流的危害及改善措施（续2）为了减小AC-DC变流电路输入端谐波电流造成的严重后果，确保电网良好运行，提高电网的可靠性，同时也为了提高输入端功率因数，必须限制AC-DC整流电路的输入端谐波电流。现在，限制电网谐波电流相应的国际标准已经颁布实施，如IEC-555-2，EN60555-2等，一般规定各次谐波电流不得大于某极限值。表3.7给出了某一标准要求的谐波电流限制值。

表3.7AC-DC变流电路对输入端谐波电流的限制值由于整流器输入端功率因数PF不仅与基波电流的相位移角φ1有关，同时还与谐波电流的大小有关，不控整流能使基波电流与交流电源电压基本同相，cosφ1=1，但呈脉冲状的电流含有很大的谐波成份，因而交流电源的功率因数不高。…710302谐波电流％(以基波为基数)…7次5次3次2次谐波阶次图3.35AC/DC整流电路3.35(1)附加无源滤波器

无源LC滤波器的优点是：简单、成本低、可靠性高、电磁干扰EMI小。缺点是：体积、重量大，难以得到高功率因数(一般提高到0.9左右)，工作性能与频率、负载变化及输入电压变化有关，电感和电容间有大的充放电电流并可能引发电路L、C谐振等。

在图示的整流器和电容之间接入一个滤波电感，增加导电宽度，减缓其脉冲性，从而减小电流的谐波成份。或者在交流侧并联接入LC滤波器，使谐波电流经LC滤波器形成回路而不进入交流电源。采用两类技术措施可减小电源电流中的谐波电流，提高功率因数3.11.1谐波电流的危害及改善措施（续3）3.11.1谐波电流的危害及改善措施（续4）(2)附加有源功率因数校正器或采用高频PWM整流不控整流电路与负载之间接入DC-DC开关变换器，用电流反馈技术使交流电源电流波形跟踪交流输入正弦电压波形，并与之同相，从而使输入端总谐波畸变率THD小于5％，而功率因数可提高到0.95或更高。

含有源功率因数校正环节的单相整流被简称为有源功率因数校正(ActivePowerFactorCorrection)APFC。它是将高频PWMDC-DC变换应用于单相整流，故也是一种单相高频PWM整流。3.11.1谐波电流的危害及改善措施（续5）优点：可得到较高的功率因数，如0.95~0.99，且THD小；可在较宽的输入电压范围(如90~264VAC)下工作；体积、重量小；输出电压也可保持恒定，或被调控为指令值。不足:电能只能从交流电源流向直流侧负载，而不可能将直流侧的电能反送至交流电网，因此只是一种单向的PWM整流。现在APFC技术已广泛应用于AC-DC开关电源、交流不间断电源(UPS)、荧光灯电子镇流器及其它电子仪器电源中。3.11.2含升压(Boost)型功率因数校正器的高频整流（续1）主电路：1)单相桥式不控整流器2)Boost变换器控制电路：1)电压误差放大器VAR2)电流误差放大器CAR3)乘法器4)比较器C5)驱动器6)其它相关电路

3.11.2含升压(Boost)型功率因数校正器的高频整流（续2）主电路拓扑是一个全波整流器，实现AC→DC的变换，电压波形不会失真；在滤波电容C之前是一个BoostConverter，实现升压式

DC→DC的变换；从控制回路看，它由一个电压外环和一个电流内环构成；升压电感中的电流受到连续监控和调节，使之能跟随整流后正弦半波电压波形。

电路特点：3.11.2含升压(Boost)型功率因数校正器的高频整流（续3）有源功率因数校正的控制思想思路:

主要是控制已整流后的电流，使之在对滤波大电容充电之前，能与整流后的电压波形相同，从而避免电流脉冲的形成，达到改善功率因数的目的。Boost—APFC原理电路

3.11.2含升压(Boost)型功率因数校正器的高频整流（续4）有源功率因数校正器(APFC)工作原理

主电路的输出电压Vo和指令输出电压送入电压误差放大器VAR，进行PI调节，VAR的输出是个直流量m；将二极管整流电压检测值vdc=|vS|(交流电源电压瞬时值的绝对值)和VAR的输出电压信号m共同加到乘法器的输入端，用乘法器的输出m|vS|作为电感电流iL(|iS|=iL)指令ir；电流指令的波形与交流电源电压相同，即与交流电源同相位的正弦波，大小ir(ir=mVdc)=m|VS|取决于实际电压与电压指令值的误差。将ir与电感电流的检测值iL=|iS|