第四章 高频放大电路

《高频电子线路》武汉工程大学电气信息学院2016年9月主讲：郑宽磊电话要内容第一章绪论第二章高频电路基础第三章选频回路第四章高频放大电路第五章正弦波振荡器与频率合成技术第六章线性频谱搬移第七章角度调制与解调第八章高频辅助电路第九章无线通信系统设计与测试4.1

高频小信号放大器

4.2

高频功率放大器

4.3高频功率放大器的实际电路4.4高效高频功率放大器主要内容

从信号发送到接收，高频放大器包括高频小信号放大器和高频功率放大器，两者的目的与要求不同，也决定了其工作状态不同。

高频小信号放大器主要用于无线信号的接收端、混频后的中频放大等。实现对微弱的高频信号进行不失真的放大

“小信号”是指信号幅度小,放大器工作在线性状态,高频是指中心频率在几百kHz到几百MHz、频带宽度在几kHz到几十MHz。一、高频小信号放大器的功能按负载性质分：谐振放大器（又称调谐放大器）用LC谐振回路作负载非谐振放大器按放大信号的频谱宽窄分窄带放大器宽带放大器（如集中选频放大器）用LC谐振回路或集中选频滤波器做负载，实现选频放大用纯阻或传输线变压器做负载，实现宽带的阻抗匹配，带宽较宽二、高频小信号放大器的分类f1定义：放大器的电压增益下降到最大值的倍时所对应的频带宽度。常用2△f0.7(或BW0.7)表示。三、高频小信号放大器的主要技术指标1、电压增益与功率增益电压增益功率增益2、通频带2△f0.7f20.707

时所对应的频带宽度3、选择性：表示选取有用信号，抑制无用信号的能力。0.12△f0.1f0f1.00.7072△f0.7表征放大器选择性好坏的一个参量，用来表示实际曲线形状接近理想矩形的程度矩形系数：

，选择性越好。

理想实际4、工作稳定性：一般的不稳定现象是：增益变化、中心频率偏移、通频带变窄、谐振曲线变形等，不稳定的极端情况是放大器发生自激，放大器不能正常工作。指放大器的工作状态、晶体管参数、电路元件参数等变化时，放大器主要性能指标的稳定程度。5、噪声系数：指输入端的信噪比与输出端的信噪比的比值

以谐振回路为选频网络的高频小信号放大器称为小信号谐振放大器或小信号调谐放大器。构成：小信号放大器＋LC谐振回路作用：选出有用频率信号并加以放大，而对无用频率信号予以抑制。(选频和放大）按谐振回路分:单调谐放大器、双调谐放大器、参差调谐放大器。4.1高频小信号谐振放大器Cb'erbb'Cb'crb'crb'eub'ercegmub’erbb’—基区的体电阻rb‘e—发射结电阻,约几百欧cb‘e—发射结电容,约20PF－0.01μF

（一）混合л型等效电路一、晶体管高频小信号等效电路gm—晶体管跨导,表示晶体管的放大能力，几十毫西门子以下rce—晶体管c-e电阻，一般在几十千欧以上Cb'erbb'Cb'crb'crb'eub'ercegmub’eRb'c—集电结电阻，约10kΩ～10MΩ。可忽略。Cb'c—集电结电容，数值较小，约几个皮法

－表示晶体管放大作用的等效电流源bce（二）

y参数等效电路——输入导纳——反向传输导纳——正向传输导纳——输出导纳

根据上式可以得到晶体管的Y参数等效电路。注：(1)yfeUb,yreUc是受控电流源;正向传输导纳yfe

愈大，晶体管的放大能力愈强；(2)反向传输导纳yre

愈大，晶体管的内部反馈愈强，减小yre有利于放大器的稳定工作。(3)(4)四个y参数都是复数，为了计算方便，可表示为：（一）放大器的电路组成(3)LC并联谐振回路为放大器的集电极负载，起选频作用。(1)电路的直流偏置是由、、来实现。(2)为高频旁路电容。(4)为了实现晶体管输出阻抗与负载之间的阻抗匹配，减少晶体管输出阻抗与负载对回路的影响，晶体管的输出及下一级放大器均通过阻抗变换电路接入。二、单调谐回路谐振放大器(4.1.1)16第一步：由原电路画出交流通路（二）放大器的高频等效电路Vcc：交流接地Cb、Ce：交流短路LCYie41235+–+–cbe交流通路17LCYie41235+–+–cbe交流通路第二步：由交流通路画Y参数等效电路将所有参数折合到LC回路两端，集电极的接入系数简化的高频等效电路负载的接入系数为回路本身的损耗

假设晶体管的yre=0，有用部分p1p2（三）放大器的技术指标①

电压增益当放大器谐振时：谐振时电压增益：即谐振频率：增益幅值：相角：回路有载品质因数：②谐振曲线

－广义失谐因子（表示放大器的相对电压增益与输入信号频率的关系。）

③放大器的通频带④放大器的矩形系数0.12△f0.1f12△f0.7f20.707说明谐振曲线与矩形相差较远，选择性较差，这是单调谐放大器的缺点。三、多级单调谐回路谐振放大器（同步调谐）（每级的）设放大器有m级，每级都是单调回路，且谐振频率相同为1）总电压增益当各级电压增益相同，则2）谐振曲线m级相同的放大器级联时，它的谐振曲线等于各单级谐振曲线的乘积。即可见，级数越多，谐振曲线越尖锐4.1.5多级谐振放大器

3）总通频带——带宽缩减因子可见级联后总通频带变窄。结论：级联的放大器级数m越多,总增益越大,但总通频带越窄4）总矩形系数

由该表知，级联的放大器级数越多，Kr0.1虽有所改善，但效果不大。

由以上分析知，单调谐放大器的选择性差，增益和通频带的矛盾突出。改善放大器选择性和解决其增益与通频带之间的矛盾的有效方法是采用参差调谐放大器和双调谐放大器。4.1.5多级谐振放大器

参差调谐两个或三个单调谐放大器的中心频率不同，而且有一定的间距，其谐振曲线经过合成后构成参差调谐，展宽频带，如图所示。图(a)为中心频率为f0的双调谐参差放大器的幅频特性，通过控制f1和f2的取值，可形成单峰或双峰的总特性，其带宽、增益与双调谐接近，但选择性比双调谐回路的差。4.1.4高频小信号宽带放大电路

通信带宽越来越宽:1)直接采用宽带放大器2)采取改进措施扩展放大器的带宽。

常用的扩展方法有：(1)多级宽放与集中带通滤波方法；(2)多级宽放与调谐放大器组合方法。1．基本宽带放大器概述没有谐振回路等频率选择性回路的放大器，可认为是宽带放大器。电流放大电压放大输入电阻输出电阻带宽共基放大器小大小大，容性宽共射放大器大大中中，容性窄共集放大器大小大小，容性宽4.1.4高频小信号宽带放大电路

级联提高电压增益，但必须考虑阻抗匹配，否则会影响放大器的工作带宽和增益，常见的宽带放大器结构有：级联宽带放大器和补偿式宽带放大器。2．共射—共基级联宽带放大电路共基放大器具有较高的带宽，同时，其输入阻抗小，虽然降低了共射放大器的电压增益，但提高了其上限频率。4.1.4高频小信号宽带放大电路

3．补偿式宽带放大电路

补偿式宽带放大器是在窄带放大器的基础上，通过串并联电感补偿，扩展放大器的上限频率。1)并联补偿电路RC2)串并联补偿电路4.1.4高频小信号宽带放大电路

RC即Π等效电路中存在。一、谐振放大器不稳定的原因

低频时可忽略，高频时不可忽略。它使输出信号反馈到输入端，一定条件下导致自激，放大器将不稳定。原因：4.1.6谐振放大器的稳定性

放大器的输入导纳Yi从晶体管的ce两端向谐振回路看的等效负载导纳可见，由于Yre的存在，使得放大器的输入导纳与负载导纳有关。4.1.6谐振放大器的稳定性

2.输出导纳Y0Y0由于yre的存在，使得放大器的输出导纳Yo不仅与晶体管的输出导纳yoe有关，而且还与放大器输入端的信号源内导纳YS有关。4.1.6谐振放大器的稳定性

4.1.6谐振放大器的稳定性

3．放大器内部反馈的影响放大器的内部反馈将引起放大器工作不稳定。

当信号频率小于谐振频率时，由于Yo呈容性，输出导纳Yoe+YL呈感性，令：则输入导纳可表示为式中，gie-GT使输入电导减小，则相应的前一级放大电路的增益增大，有载品质因数QT也相应增大；而ωCie+BT增大，使输入等效电容变大，作为前一级的负载，将使前一级的谐振频率降低。含内部反馈的谐振放大器幅频特性4.1.6谐振放大器的稳定性

由于输入电导gie-GT减小，甚至为负，有可能使前一级放大器的谐振回路电导为零，从而产生自激振荡。同时由于输入、输出相互影响，也增加了电路调试的困难。二、放大器的稳定系数及稳定增益1、放大器的稳定系数

而通过yre

反馈到输入端的反馈电压+-则放大器要产生自激振荡

稳定系数S=1为维持自激振荡的条件，放大器不稳定；S<1,一定要产生自激；S>>1，放大器稳定，一般S>>5就可认为是稳定的。4.1.6谐振放大器的稳定性

4.1.6谐振放大器的稳定性

将Y参数以电导和电容表示对应的输入导纳为式中，g1、1、1分别为输入回路的总电导、广义失谐和回路失谐时的相位。4.1.6谐振放大器的稳定性

考虑放大器阻抗匹配时，输入回路与输出回路参数相同，令得到放大器自激的条件为幅度条件：

相位条件：输出导纳为式中，g2、2、2分别为输出回路的总电导、广义失谐和回路失谐时的相位。4.1.6谐振放大器的稳定性

2．稳定系数与放大器增益的关系考虑到放大器的工作频率远小于三极管的特征频率fT，有即

稳定系数S为显然，

越小、gT越大,稳定系数S就越大,放大器也就越稳定。4.1.6谐振放大器的稳定性

考虑到谐振放大器的增益(全部接入，p1=p2=1)得到放大器的增益与稳定系数的关系为从式可以看出，放大器的增益与工作频率有关，频率增大时增益下降；增益越大，则稳定系数越小，因此增益的选择必须确保放大器的稳定，通常，单级放大器保持稳定的最大增益为25dB。4.1.6谐振放大器的稳定性

3．提高放大器稳定性的措施克服内部反馈的影响，提高放大器的稳定性：（1）首先选择合适的三极管，要求

小、特征频率fT高；（2）其次是降低工作频率。（3）此外，在电路设计中，可采用中和法和失配法进一步消除Yre的反馈作用。1)中和法（减少极间电容

的影响）4.1.6谐振放大器的稳定性

由

，因此有反馈电流

由输出电压

引起，仅考虑

的作用(令原输入信号

，即基极为零电位)，有在基极和谐振线圈之间增加了中和电容CN反馈电流

不通过三极管基极影响放大器，而通过电容CN反馈到输出端，这里要求1)中和法1)中和法：

在放大器线路中插入一个外加的反馈电路，使它的作用恰好和晶体管的内反馈互相抵消。具体线路：

电桥平衡时，CD两端的回路电压VO不会反映到AB两端,即对应两边阻抗之比相等。4.1.6谐振放大器的稳定性

432)失配法增大负载导纳YL，使回路总导纳增大，导致输出回路严重失配，输出电压减小，从而减小内反馈。降低电压增益方法较多，例如，可选用合适的接入系数；在谐振回路两端并端电阻来实现降低电压增益。在实际应用中，较多的是采用共射—共基级联放大器，其等效电路如图所示。

失配法的实质：是降低放大器的电压增益，以满足稳定的要求。L+–+–T1T2C共发－共基组合电路调谐放大器T2（共基）：输入阻抗小（输入导纳大）→T1的负载导纳大→从而使共发晶体管内部反馈减弱，稳定性大大提高4.1.6谐振放大器的稳定性

44共发电路在负载导纳很大的情况下，虽然电压增益减小，但电流增益仍较大；而共基电路虽然电流增益接近1，但电压增益却较大。所以二者级联后，互相补偿，电压增益和电流增益都比较大。共射—共基级联晶体管可以等效为一个共射晶体管。L+–+–T1T2C共发－共基组合电路调谐放大器4.1.6谐振放大器的稳定性

2)失配法3)中和法与失配法比较中和法：优点：简单，增益高缺点：①只能在一个频率上完全中和，不适合宽带②因为晶体管离散性大，实际调整麻烦，不适于批量生产。③采用中和对放大器由于温度等原因引起各种参数变化没有改善效果。失配法：优点：①性能稳定，能改善各种参数变化的影响；②频带宽，适合宽带放大，适于波段工作；③生产过程中无需调整，适于大量生产。缺点：增益低。4.1.6谐振放大器的稳定性

例4.1一晶体管组成的单回路中频放大器，如图所示。已知fo=465kHz，晶体管经中和后的参数为：gie=0.4mS,Cie=142pF，goe=55μS，Coe=18pF，Yfe=36.8mS,Yre=0，回路等效电容C=200pF，中频变压器的接入系数p1=N1/N=0.35，p2=N2/N=0.035,回路无载品质因数Q0=80，设下级也为同一晶体管，参数相同。试计算：题4.1图（1）回路有载品质因数QL和3dB带宽B0.7;（2）放大器的电压增益；(3)中和电容值。（设Cb’c=3pF）LCYie43215+–+–cbe交流通路画交流通路，Y参数等效电路Cn根据已知条件可知,能够忽略中和电容和yre的影响。得答：品质因数QL为40.4,带宽为11.51kHz,谐振时的电压增益为30.88,中和电容值为1.615pF某单调谐放大器如图所示，工作频率为2MHz，回路电感L=200H，晶体管的正向传输导纳，反向传输导纳，取稳定系数S=5，接入系数，求：1）A点的谐振电压放大倍数

2）B点的谐振电压放大倍数

3）回路的有载QL=？

4）回路的通频带=？1)因为式即是指A点稳定的谐振增益，而反向传输导纳，所以2)B点稳定的谐振电压增益应将A点增益折合到回路端点，再折合到B点，由于与有关，常用代替例4.23)回路的有载此时的应由稳定电压增益求得，即4)回路的通频带

1)画出高频交流等效电路，并计算Av0；2)若不并联R4，求Avo，，并说明R4的作用；3)不采用R4，若采用中和法使其稳定工作，问中和电容应如何接入？例4.3

一单调谐回路放大器如图，已知：N12=5匝，N23=5匝，N45=5匝，晶体管的=40mS，回路通频带为12kHz，，求：接入系数(2)不并联R4，则并联R4后，使损耗增大，值降低，通频带加宽，放大器增益降低，但可使放大器工作稳定性提高。(3)假设中和电容为CN，应如图所示接入电路。例4.4中频放大器电路如图所示，中频频率fo=465kHz，回路电感L=800μH，Qo=100R2R1CbCeReRLCL+EC12345Cie晶体管y参数为：1画出放大器的交流等效电路；2谐振回路的总导纳gΣ3谐振回路的总电容CΣ4试求谐振电压增益AvoCLRb1Rb2+EC3c2p1p21Cb45YLCeRe1)、旁路电容，耦合电容短路2)、直流电源为0，直流电压接地3)、高频扼流圈开路bceeUce·YreYie·UbeYfeYoe2C3145goYLYLCgo23145L·beUce+·ce-YieUce·Yre·UbeYfeCYLYoego23145接入系数p12goep12Coep22giep22Cie例4.5三级单调谐中频放大器，中心频率fo=465kHz，若要求总的带宽B0.7=8kHz。求每级的3dB带宽和有载QL值。B0.7=L0Qf12m1-B0.7=L0Qf例4.6.在右图中，晶体管直流工作点是IE=2mA，工作频率f0=10.7MHz。L1-3＝4μH，Q0＝100，其接入系数为n1=1/4，n2=1/4。已知：gie=2860μs，cie=18pF；goe=200μs，coe=7pF;y|fe|=45ms，φfe=-54o；y|re|=0.31ms，φre=-88.25o求:（1）谐振时电压增益；（2）通频带。一、高频功率放大器的功能用小功率的高频信号去控制高频功率放大器，将直流电源供给的能量转换为大功率的高频能量输出，并保证输出与输入的频谱相同。高频功率放大器ωω4.1高频功率放大器二、高频功率放大器的分类(谐振功率放大器)宽带高频功率放大器

分类：窄带高频功率放大器其放大信号的相对带宽一般不超过10％，通常采用LC谐振回路作负载.其放大信号的相对带宽一般可达30％，通常采用宽频带的传输线变压器作负载。三、高频功率放大器的主要技术指标1、输出功率2、效率放大器的负载RL上得到的最大不失真功率高频输出功率与直流电源供给输入功率的比值3、功率增益高频输出功率与信号输入功率的比值4、谐波抑制度是对非线性高频功率放大器而提出的，谐振分量相对于基波分量越小越好一、高频功率放大器工作状态的选择4.2.1丙类高频功率放大器的工作原理2θ2θ2θ甲类（θ＝180◦）乙类（θ＝90◦）丙类(θ<90◦）谐振功率放大器通常工作于丙类。二、丙类高频功率放大器的电路组成

特点：（1）输入信号大，一般在几百毫伏～几伏数量级（2）一般VBB<UBZ，发射结反偏，保证放大器工作于丙类状态。（3）负载为LC回路，调谐于输入信号的中心频率，选频滤波和阻抗变换作用。（4）采用近似的分析方法——折线法来分析其工作原理和工作状态。中间级输出级iC+uCE–+

uBE

iB-uc+三、丙类高频功率放大器的工作原理为尖顶余弦脉冲

,可用傅立叶级数展开uBEiC•VBB•UBZubiC•UbmICMgc故得：cciBmaxVBBtuBE0UBZiBt0tiC0IC0cICMVCCuctuCE0由LC回路的选频(选基波)作用：（基波）必须强调指出：集电极电流ic虽然是脉冲状，但由于谐振回路的这种滤波作用，仍然能得到正弦波形的输出。iC+uCE–+

uBE

iB-uc+丙类高频功放工作原理小结：设置VBB<UBZ

，使晶体管工作于丙类。(2)当输入信号较大时，可得集电极余弦电流脉冲。(3)将LC回路调谐在信号频率上，就可将余弦电流脉冲变换为不失真的余弦电压输出。

谐振功放电路与小信号谐振放大器电路有何区别？调谐功放与小信号调谐放大器的比较类型实质任务输入信号幅度工作状态性能指标小信号调谐放大器能量转换器—将直流能量转换为交流能量输出不失真地提高信号幅度

小

—

数量级甲类—线性工作状态

电压放大倍数，选频特性等高频调谐功率放大器在信号不失真或轻度失真的条件下提高输出功率

大几百

—V数量级丙类—非线性工作状态输出功率效率信号失真度等折线分析法：将晶体管的特性曲线理想化为折线再分析。一、晶体管特性曲线的理想化及其解析式1.

转移特性曲线（正向传输特性曲线)实际理想－称为跨导—集电极电压恒定时，集电极电流与基极电压的关系曲线4.2.2丙类高频功率放大器的折线分析法2.输出特性曲线－是以基极电压（或基极电流）为参量的集电极电流与集电极电压的关系曲线。临界饱和线放大区饱和区临界线方程：为临界线的斜率二、集电极余弦电流脉冲的分解

当t

=c

时，iC=0，则当t

=0时，iC=ICM

，则利用傅里叶级数，可将iC的脉冲序列展开为直流分量分解系数基波分量分解系数n次谐波分量分解系数iC频谱(2)集电极输出电压LC回路阻抗Rp+ub-RpCL+uCE-VCC-UBB+uc1-ic+uBE_icωtθcθcic1ic2ic3IcoIcmaxubUBZUBBIcmaxuBEtibtictuCEuctECUcmUbmuBEic•-UBB•UBZubUbmgC－波形系数三、功率与效率（1）直流功率：（2）输出功率：（3）集电极损耗功率：（4）集电极效率：—集电极电压利用系数甲类：乙类：丙类：在条件下，

导通角越小，效率越高，但导通角不能取得太小，因为为了兼顾输出功率和效率，通常导通角取600～800，（5）导通角的选择：例1某谐振功率放大器，VCC=24V，Po=5W，c

=70º，

=0.9,求该功放的c、

P=、Pc、ICM和回路谐振阻抗Rp。解：1.什么是静态特性？四、丙类高频功率放大器的动态特性

晶体管的静态特性是在集电极电路内没有负载阻抗的条件下获得的

iC

=f(uBE

,

uCE)的关系，是晶体管本身固有的。

如，维持基极电压uBE不变，改变集电极，电压uCE就可求出iC–uCE静态特性曲线族。四、丙类高频功率放大器的动态特性

2.什么是动态特性？

高频放大器的工作状态是由负载阻抗Rp、激励电压ub、供电电压VCC、VBB等4个参量决定的。如果VCC、VBB、ub

3个参变量不变，则放大器的工作状态就由负载电阻Rp决定。此时，放大器的电流、输出电压、功率、效率等随Rp而变化的特性，就叫做放大器的负载特性。

所谓动态特性是和静态特性相对应而言的，在考虑了负载的反作用后，所获得的uBE

,

uCE与iC的关系曲线，即谐振功率放大器瞬时工作点的轨迹称为动态特性曲线，(已知uBE

=VBB+ub

,

uCE=VCC-uc，逐点由uBE,uCE从晶体管输出特性上找出iC，并连接成线，一般非直线)。uBEiCgcUBZ3.动态特性的表示形式表示动态特性曲线的斜率

故动态特性的表示形式：

可见动态特性为折线，而不是一条直线。U0•A•BVCC•UcmuCEmingd4.动态特性的画法(一）截距法（1）在输出特性的轴上取截距为（2）通过B点作斜率为gd的直线交线于A点，则BA直线即为段的动态特性在uCE轴上找出相应的VCC点，

A点在uCE轴上投影为:•C(4)在uCE轴上选取得C点，BC直线即为段的动态特性，则AB-BC为总动态特性

0uCEiCubemaxube4ube3ube2ube1(二）虚拟电流法(3)连接AQ交横轴于B点（管子导通点）(4)在UCE轴上选取得C点，

则AB-BC为总动态特性Q0uCEU0•A•BVCC•UcmuCEmingd•CiCubemaxube4ube3ube2ube1ABCQ(VCC,IQ)

5．高功放的三种工作状态uCEωtQUcm1Ucm2Ucm3A1A2A3A3′M•iC欠压状态：

A点在线上，但是在放大区，输出电压幅度较小，iC为尖顶脉冲。

临界状态：A点在线和临界饱和线的交点上，输出电压幅度较大，iC为尖顶脉冲。过压状态：A点在的延长线上（实际上是不存在），进入晶体管饱和区，输出电压幅度大，iC为凹顶脉冲B2B1B3VCCuCE临界线0iCubemaxube4ube3ube2ube1随Rp增大，减小五、丙类高频功率放大器的负载特性负载特性是指gc、UBZ、VCC

、VBB

、Ubm

不变时，改变谐振回路的谐振电阻Rp，放大器的输出电流、电压、功率和效率等随Rp变化的关系。1．什么是负载特性？2．负载特性的分析Q点，

不随Rp变化而变化的，以Q点为参考点Q不变不变AVCCuCE临界线0iCubemaxube4ube3ube2ube1QAgdVCCiCuCEubemaxube3ube2ube1ube4临界线OiCRp欠压过压Ic1mIc0UcmPcPoP=c临界状态:输出功率最大,效率也较高，是功率放大器的最佳工作状态，一般用于发射机的输出级。欠压状态：输出功率和效率都较低，Pc较大，Rp＝0，Pc最大，可能烧坏管子，应避免。但输出电流几乎不随Rp变化，放大器可视为交流恒流源。应用于基极调幅过压状态：在弱过压区效率最高，而输出功率下降不多，且Rp变化时，输出电压相对较平稳且幅度大，可视为交流恒流源。常用于集电极调幅、发射机的中间级。临界Rp欠压过压临界丙类功率放大器的三种工作状态比较欠压状态临界状态过压状态三极管工作点截止区截止区截止区基极电流余弦脉冲余弦脉冲余弦脉冲集电极电流余弦脉冲，幅度较平稳余弦脉冲出现下凹的余弦脉冲输出基波电压余弦波余弦波余弦波，输出幅度较平稳输出功率较小较大较大三极管效率较低最佳弱过压最高三极管功耗较大较小较小应用场合基极调幅末级功放中间放大级，集电极调幅六、各级电压变化对工作状态的影响1．VCC

的影响Q点，

iCuCEubemaxube3ube2ube1ube4临界线OA集电极调制特性（gc、UBZ、Rp

、VBB

、Ubm

不变）不变改变QVCCVCC欠压过压临界IcoIc1mVcmP=VCC欠压过压临界P0PCQVCCVCCQ注意：只有工作在过压区才能有效地实现VCC对Ucm的控制作用，故集电极调幅电路应工作在过压区。

集电极调幅原理电路

图中：

——

输入高频载波电压ωc——

载波频率——

调制信号电压，

为调制频率为谐振回路上的输出电压。放大器工作在过压状态。2．VBB

的影响（gc、UBZ、Rp

、Ubm

、VCC

不变）——Q点向上移动ube2maxube3maxube1maxVccicuCE临界线OQ1A1B1Q2A2B2A3B3Q3ict基极调制特性

进入过压状态后，随着VBB向正值方向增大，集电极脉冲电流的宽度和幅度也增大，但凹陷加深，结果使Ico、Icml增大得十分缓慢。

UcmIcoIcml临界过压欠压UBBO

在欠压状态：VBB自负值向正值方向增大时，集电极脉冲电流的幅度ICM和导通角θc增大，故Ico、Icml

随VBB的增大而增大。注意：只有工作在欠压区才能有效地实现VBB对Vcm的控制作用，故基极调幅电路应工作在欠压区。基极调幅原理电路——基极偏置电压

放大器工作在欠压状态。01二月2023Ubm减小Ubm增加当Ubm增加，这时放大器将进入过压状态。当Ubm减小，这时放大器将进入欠压状态。3．Ubm

的影响（gc、VBZ、RP

、VBB

、Vcc

不变）UcmIcmlIcoUbm过压临界欠压O(1)当谐振功率放大器作为线性功率放大器，放大器必须工作在欠压状态。(2)当谐振功率放大器用作振幅限幅器时，放大器必须工作在过压状态。这样，就得到如图所示的电流变化曲线。在过压区，Ic1m、Ic0接近于恒定；在欠压区，电流随Ubm的下降而下降。显然，在过压区Ubm或UBB的变化对Ic1m的影响很小。只有在欠压区，Ubm或UBB才能有效地控制Ic1m的变化。因此基极调幅（相当于改变UBB）与已调波放大（相当于改变Ubm）都应工作在欠压状态。谐振功放作为线性功放时

为了使输出信号振幅Vcm

反映输入信号Vim的变化，放大器必须在Vim变化范围内工作在欠压状态，图(b)。

谐振功放作为振幅限幅器(AmplitudeLimiter)

作用：将Vim在较大范围内的变化转换为振幅恒定的输出信号。

特点：根据放大特性，放大器必须在Vim的变化范围内工作在过压状态，或Vim

的最小值应大于临界状态对应的Vim限幅门限电压。

七、谐振功放在临界状态的计算VCC•Vcm例1已知晶体管谐振功率放大器工作于临界状态，晶体管的饱和临界线斜率解：由于工作于临界状态，则有例2：某谐振功率放大器，

试求集电极电流最大值,输出电压振幅集电极效率,并判断放大器工作于什么状态。解：例3

有一个丙类高频功放工作在临界状态，已知输出功率P0=10W，电源电压VCC=30V，饱和电压UCES=2V，导通角θ=75o,且α0(75o)=0.269,α1(75o)=0.455,求(1)集电极电压振幅UC，(2)集电极最佳谐振阻抗RLCr，(3)输出效率η，(4)电源功率PD,(5)集电极耗散功率PC，(6)电源电流IC0集电极电压振幅UC=VCC-UCES=30-2=28（V）输出效率解：根据已知条件得：106电源功率集电极耗散功率电源电流

2)根据求得ubm

3)根据icmax=gcubm(1–cosc)求得icmax、Ic1、Ic0

c=70，cos70=0.342，

Ic1=icmax1(70)=20.436=0.872A

Ic0=icmax0(70)=20.253=0.506A

1)根据图可求得转移特性的斜率gc例4某谐振功率放大器的转移特性如图所示。已知该放大器采用晶体管的参数为：fT≥150MHz，管子允许通过的最大电流IcM=3A，最大集电极功耗为Pcmax=5W。管子的VBZ=0.6V，放大器的负偏置VBB=1.4V，c=70，VCC=24V，=0.9，试计算放大器的各参数ubm,

icmax、Ic1、Ic0

,Po

,PD,和效率4)求交流电压振幅：Vcm=VCC=240.9=21.6V

对应功率、效率。PD=VCC

IC0=240.506=12W

Po=

Pc=PD–Po=2.6W<Pcmax

(安全工作)

4.2.4高频功率放大器的高频效应前面分析的高频功率放大器工作情况，是在工作频率小于0.5fT时，晶体管的特性是由静态特性曲线(即三极管的输入曲线、输出曲线)获得的。当工作频率高于0.5fT时，晶体管的特性不能仅由静态特性曲线表示，还必须考虑晶体管中基区非平衡少子渡越时间、引线电感、饱和压降等因素的影响。1．基区少子渡越时间的影响4.2.4高频功率放大器的高频效应2．非线性电抗效应三极管的集电结和发射结均存在扩散电容与势垒电容。扩散电容与空间电荷区外侧的多数载流子电荷累积直接相关，结电压正向偏置时扩散电容显著增大。高频功率放大管中，由于导通角小，扩散电容不太显著，而在反向偏置时，扩散电容基本消失，因此，高频功率三极管中，集电极电容(即参数模型中的)只考虑与耗尽层宽度相关的非线性势垒电容，与集电结电压

密切相关，其值达到几十到几百pF。当频率升高时，极易形成反馈，造成自激振荡。当工作频率上升后，引线电感的影响不可忽略。如共射放大电路，发射极引线电感将引入负反馈，使功率增益、输出功率下降，而且还可能造成放大器的工作不稳定。因此，高频工作时，大多采用共基放大组态。4.2.4高频功率放大器的高频效应3．基区体电阻rbb‘的影响由于结电容

的影响，当工作频率上升时，基极电流

急剧上升，此时电阻

的影响不可忽视。若要求加到发射结上的电压

保持不变，则必须增大输入信号幅度Vim，使输入信号功率上升，放大器的功率增益下降。4．饱和压降VCES的影响

大信号注入时，功率管的饱和压降

增大，而频率上升时，由于趋肤效应，集电极体电阻

增大，致使饱和压降进一步增大。当集电极电源ECC恒定时，则输出基波电压幅值Vc1下降，从而使输出功率Po、效率c下降。5．引线电感的影响4.3高频功率放大器的实际电路4.3.1直流馈电电路

直流馈电电路包括基极馈电和集电极馈电电路。基极馈电电路决定了放大器的导通角，集电极馈电主要是提供放大器的供电功率。根据电源、三极管的配置位置可将基极馈电和集电极馈电分为基极串联馈电、并联馈电，以及集电极串联馈电、并联馈电。馈电的基本要求是，保证ECC、EBB全部加到放大管上，电路尽可能少地消耗高频信号功率，因此，在设计馈电线路时，对电源、基波分量、谐波分量的处理原则是：(1)电源提供的直流Ic0，除放大器内阻之外，不应有其他损耗；(2)高频基波分量Ic1应通过负载回路，以产生基波输出功率；(3)高频谐波分量Icn不应消耗能量(倍频除外)，即Icn对地短路。4.3.1直流馈电电路

1．集电极馈电电路

4.3.1直流馈电电路

2．基极馈电电路自偏压基极馈电线路4.3.1直流馈电电路

4.3.2级间耦合网络与输出匹配网络

输出匹配网络是指末级功放与天线或其他负载间的匹配网络，分为L型、型、T型网络及由它们组成的多级网络，其主要功能与要求是匹配、滤波、隔离和高效率，其中，L型网络的Q值较小，而型、T型网络的Q值范围较大。1．形匹配网络（a）

（b）4.3.2级间耦合网络与输出匹配网络图(a)的电路参数为图(b)的电路参数为4.3.2级间耦合网络与输出匹配网络2．复合输出回路天线复合输出回路4.3.2级间耦合网络与输出匹配网络当天线回路调谐到串联谐振状态时，其反射到L1C1中介回路的等效电阻为因而中介回路的谐振电阻为从式(4-84)可以看出，改变M就可以在不影响回路调谐的情况下，调整中介回路的等效阻抗，以达到阻抗匹配的目的。耦合越紧，即互感M越大，则反射等效电阻越大，回路的等效阻抗也就下降越多。4.3.2级间耦合网络与输出匹配网络中介回路的传输效率k，简称中介回路效率中介回路空载品质因数有载品质因数则中介回路效率为从回路传输效率高的观点来看，应使QL尽可能地小。但从回路滤波作用来考虑，则QL值又应该足够大。从兼顾这两方面出发，QL值一般不小于10。4.3.2级间耦合网络与输出匹配网络考虑功率管的直流供电功率PD和效率c，则整个放大器复合回路的效率

进一步考虑，1）当功放管处于临界最佳工作状态，如果天线短路，回路电阻减小，功率管将进入欠压状态，功耗上升，有可能烧毁功率管；2）如果天线开路，则回路电阻增大，进入过压状态，输出电压增大，功率管的集电极电压增大，有可能击穿功率管。因此，功率管匹配网络还需要减小负载故障对功率管的影响。4.3.3高频功率放大器的实际电路1．基于三极管的高频功率放大电路4.3.3高频功率放大器的实际电路2．基于场效应管的高频功率放大电路4.3.3高频功率放大器的实际电路3．集成高频功率放大器电路MHW930/D的封装及内部结构4.3.4晶体管倍频器提高高频载波信号频率的方法：1）高频振荡器:工艺限制，如石英振荡器的基波最大200MHz

基频频率太高，不稳定2）采用倍频的方法：输出电流脉冲的基波频率不高，但所含谐波成分，可采用选频回路选择谐波输出。

基波频率低，稳定度高串联支路的谐振频率q为并联回路的谐振频率p为并联回路选择输出频率为p的分量，而串联支路吸收掉频率为q的谐波分量。4.3.5功率分配与合成1）单管输出功率小，需要将多个单管的输出合并，提高输出功率；-----功率合成2）如有线电视输出，需要将输出功率分配给不同用户。-----功率分配功率合成器的典型结构4.3.5功率分配与合成混合网络，既可以用于功率分配，也可用于功率合成1．功率合成原理4.3.5功率分配与合成为了满足功率合成或功率分配的阻抗变换，混合网络的各端点应满足：1)A和B相互隔离，C与D相互隔离，且各端既可以接信号源，也可接负载。由于C端为传输线变压器的中点，称为Σ(和)端，D端实际是传输线变压器的两端，称为Δ(差)端。2)各端点的电阻关系应满足

当由C端馈入信号时，A、B两端输出信号功率相等，且电流方向相同，D端为平衡端，网络平衡时无输出，称为同相功率分配；当由D端馈入信号时，A、B两端输出信号功率相等，但电流方向相反，C端为平衡端，网络平衡时无输出，称为反相功率分配。4.3.5功率分配与合成同相功率分配：（当C端馈入信号）则：

由有当

时两负载上的功率相等且A、B端的电压极性均与C端信号同相，信号馈入端C的功率均分给A和B端负载，而D端功率为零，故称为同相功率分配。4.3.5功率分配与合成支路的电流关系为功率关系为

若A和B端馈入同相等功率信号，则在C端由合成功率输出，而D端无输出4.3.5功率分配与合成不同端口馈入信号的功率分配与功率合成馈入信号端0功率功率输出端口功

能A端B端C端(同相)D端(同相)功率分配B端A端C端(反相)D端(反相)功率分配C端D端A端(同相)B端(同相)功率分配D端C端A端(反相)B端(反相)功率分配C端(同相)D端(同相)B端A端功率合成C端(反相)D端(反相)A端B端功率合成A端(同相)B端(同相)D端C端功率合成A端(反相)B端(反相)C端D端功率合成4.3.5功率分配与合成