第六章交直交变频1

第六章交-直-交变频电路基础本章要点变频器的工作原理及基本类型全控型器件逆变器PWM技术基础及正弦波脉宽调制原理换流原理软开关技术简介变频器的电路构成变频器先将固定频率和电压的交流电能整流为直流电能，再将直流电能变换为频率和电压符合要求的交流电能，供负载使用。变频器构成原理如下图整流器:将固定频率和电压的交流电能整流为直流电能,可以是不可控的，也可以是可控的。滤波器:将脉动的直流量滤波成平直的直流量,可以对直流电压滤波(用电容),也可以对直流电流滤波(用电感)。因为逆变器的负载为异步电动机，属于感性负载，无论电动机处于电动或发电制动状态，其功率因数总不会为1，总会有无功功率的交换，要靠中间直流环节的储能元件来缓冲。逆变器:将直流电能逆变为交流电能,直接供给负载,它的输出频率和电压均与交流输入电源无关,称为无源逆变器。它是变频器的核心。变频器的工作原理以单相桥式逆变电路为例，S1~S4是桥式电路的4个臂，由电力电子器件及辅助电路组成。用可控开通，可控关断的电力电子开关，切换电流方向，将直流电能转换成交流电能。变频器的工作原理S1、S4闭合，S2、S3断开时，负载电压uo为正。S1、S4断开，S2、S3闭合时，负载电压uo为负。改变两组开关切换频率，可改变输出交流电频率。电阻负载时，负载电流io和uo的波形相同，相位也相同。阻感负载时，io相位滞后于uo

，波形也不同。变频器常用的调压方法可控整流器调压：根据负载对变频器输出电压的要求，通过可控整流器实现对变频器输出电压的调节。直流斩波器调压：采用不可控整流器，保证变频器电源侧有较高的功率因数，在直流环节中设置直流斩波器完成电压调节。逆变器自身调压：采用不可控整流器，通过逆变器自身的电子开关进行斩波控制，使输出电压为脉冲列。改变输出电压脉冲列的脉冲宽度，便可达到调节输出电压的目的。这种方法称为脉宽调制(PulseWidthModulation--PWM)PWM根据调制波形的不同，可分为：单脉冲调制：在输出电压波形的半周期内只有一个脉冲。多脉冲调制：在输出电压波形的半周期内有多个脉冲。正弦波脉宽调制：在输出电压波形的半周期内为多脉冲调制，而且每个脉冲的宽度按正弦规律变化。变频器中逆变器的基本类型1.按直流输入端滤波器分类电压型逆变器：中间直流环节采用大电容作为滤波器，逆变器的输入电压平直且电源阻抗很小，类似于电压源。电流型逆变器：中间直流环节采用大电感作为滤波器，逆变器的输入电流平直且电源阻抗很大，类似于电流源。变频器中逆变器的基本类型2.按电子开关的开关频率分类1800导电型逆变器：三相逆变器的6个电子开关按顺序相差600导通，每个开关导通1800。任何时候都有3个开关导通，换流在同一相的两个桥臂上进行。其输出电压波形与负载的功率因数无关。半周期内星型负载的等值电路为变频器中逆变器的基本类型2.按电子开关的开关频率分类1200导电型逆变器：三相逆变器的6个电子开关按顺序相差600导通，每个开关导通1200。任何时候都有2个开关导通，换流在同一组的相邻桥臂上进行。其输出电压波形受与负载的功率因数影响。半周期内星型负载的等值电路为逆变器对电子开关的要求对正向电流既能控制开通，又能控制关断。高开关速度和低能量损耗。有足够的电压和电流定额。提供滞后电流通路。逆导型电力电子开关由单向导电电子开关与开关二极管反并联而成。电力电子开关可以采用GTR、MOSFET、GTO、IGBT、IGCT等，也可采用晶闸管。i逆变器对电子开关的要求晶闸管电子开关晶闸管容量大、耐压高是构成大容量电力电子开关的必要器件，但晶闸管没有门极控制关断能力，用于逆变器电子开关时必须附加换流回路。换流回路用于晶闸管的关断，可以运用负载换流方式和强迫换流方式。负载换流：负载并联（或串联）换流电容，是负载电流超前于负载电压，在负载电流过零点使导通的晶闸管关断，并承受一段时间的反向电压。强迫换流：电路中附加强迫换流环节，换流环节中具有储能元件，换流前应储存足够能量，在换流时通过控制产生短暂电流脉冲或振荡电流，迫使导通晶闸管的阳极电流下降为零，并能施加反向电压，使晶闸管关断。全控器件电子开关全控器件具有自关断能力，仅反并联二极管就可构成符合要求的逆导型电力电子开关。全控器件的换流方式为器件换流：利用电力电子器件自身所有的关断能力进行换流称为器件换流。单相全控器件半桥式逆变器它由两个导电臂构成，每个导电臂由一个全控器件和一个反并联二极管组成。在直流侧接有两个相互串联的足够大的电容C1和C2，且满足C1=C2。设感性负载连接在A、0两点间。T1和T2之间存在死区时间，以避免上、下直通，在死区时间内两晶体管均无驱动信号。单相半桥式逆变器工作原理在一个周期内，电力晶体管T1和T2的基极信号各有半周正偏，半周反偏，且互补。若负载为阻感负载，设t2时刻以前，T1有驱动信号导通，T2截止，则u0=Ud/2。t2时刻关断的T1，同时给T2发出导通信号。由于感性负载中的电流i。不能立即改变方向，于是D2导通续流，u0=－Ud/2

。t3时刻i。降至零，D2截止，T2导通，i。开始反向增大，此时仍然有u0=－Ud/2

。在t4时刻关断T2，同时给T1发出导通信号，由于感性负载中的电流i。不能立即改变方向，D1先导通续流，此时仍然有u0=Ud/2；t5时刻i。降至零，T1导通，u0=Ud/2；

输出电压有效值为:

基波分量的有效值为:单相半桥式逆变器特点优点：简单，使用器件少；缺点：1）交流电压幅值仅为Ud/2；2）直流侧需分压电容器；3）为了使负载电压接近正弦波通常在输出端要接LC滤波器，输出滤波器LC滤除逆变器输出电压中的高次谐波。

应用：用于几kW以下的小功率逆变电源；单相全控器件全桥式逆变器全控型开关器件T1和T4构成一对桥臂，T2和T3构成一对桥臂,T1和T4同时通、断；T2和T3同时通、断。T1(T)4与T2(T3)的驱动信号互补，即T1和T4有驱动信号时，T2和T3无驱动信号，反之亦然，两对桥臂各交替导通180°。单相全桥式逆变器工作原理纯电阻负载时输出电压有效值为:基波分量的有效值为:阻感负载RL时0≤ωt≤

θ期间，T1和T4有驱动信号，由于电流i0为负值，T1和T4不导通，D1、D4导通起负载电流续流作用，u0=+Ud。θ≤ωt≤π期间，i0为正值，T1和T4才导通。π≤ωt≤π+θ期间，T2和T3有驱动信号，由于电流i0为负值，T2、T3不导通，D2、D3导通起负载电流续流作用，u0=－Ud。π+θ≤ωt≤2π期间，T2和T3才导通。三相全控器件桥式电压型逆变器工作过程：电压型三相桥式逆变电路的基本工作方式为180°导电型，即每个桥臂的导电角为180°，同一相上下桥臂交替导电的纵向换流方式，各相开始导电的时间依次相差120°。在一个周期内，6个开关管触发导通的次序为T1→T2→T3→T4→T5→T6，依次相隔60°，任一时刻均有三个管子同时导通，导通的组合顺序为T1T2T3，T2T3T4，T3T4T5，T4T5T6，T5T6T1，T6T1T2，每种组合工作60°。三相全控器件桥式电压型逆变器各相负载相电压和线电压波形：将一个工作周期分成6个区域。在0<ωt≤π/3区域，设ug1>0,ug2>0,ug3>0，则有T1，T2，T3导通，式中Ud为逆变器输入直流电压。

相电压线电压根据同样的思路可得其余5个时域的值相电压基波幅值线电压基波幅值三相桥式电压型逆变器工作状态三相全控器件桥式电流型逆变器工作方式：导电方式为120°导通、横向换流方式，任意瞬间只有两个桥臂导通。导通顺序为T1→T2→T3→T4→T5→T6，依次间隔60°，每个桥臂导通120°。这样，每个时刻上桥臂组和下桥臂组中都各有一个臂导通。

输出电流波形与负载性质无关。输出电压波形由负载的性质决定。输出电流的基波有效值I01和直流电流Id的关系式为：

电压型逆变器特点（1）直流侧接有大电容，相当于电压源，直流电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗状态。（2）由于直流电压源的箝位作用，交流侧电压波形为矩形波，与负载阻抗角无关，而交流侧电流波形因负载阻抗角的不同而不同，其波形接近三角波或正弦波。（3）当交流侧为电感性负载时需提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈能量提供通道，各臂都并联了续流二极管。（4）变频电路从直流侧向交流侧传送的功率是脉动的，因直流电压无脉动，故功率的脉动是由直流电流的脉动来体现的。（5）当变频电路的负载是电动机时，如果电动机工作在再生制动状态，就必须向交流电源反馈能量。因直流侧电压方向不能改变，只能靠改变直流电流的方向来实现，这就需要给电路再反并联一套变频桥，这将使电路变得复杂。电流型逆变器特点（1）直流侧接有大电感，相当于电流源，直流电流基本无脉动，直流回路呈现高阻抗状态。（2）由于各开关器件主要起改变直流电流流通路径的作用，故交流侧电流为矩形波，与负载性质无关，而交流侧电压波形因负载阻抗角的不同而不同。（3）直流侧电感起缓冲无功能量的作用，因电流不能反向，故可控器件不必反并联二极管。（4）当变频电路的负载为电动机时，若变频电路中的交—直变换是可控整流时，则可很方便地实现再生制动，不需另加一套变频桥。PWM控制技术基础PWM控制技术以其控制简单、灵活和动态响应好等优点而成为电力电子技术中应用最广泛的控制方式。在大量应用的逆变电路中，绝大部分都采用PWM控制。PWM控制是对脉冲宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形（包括形状和幅值）。PWM控制的基本原理很早就已经提出，但是受电力电子器件发展水平的制约，一直未能在电力电子领域推广。直到20世纪80年代，随着全控型电力电子器件的迅速发展，PWM控制技术才真正得到广泛应用。随着电力电子技术、微电子技术和自动控制技术的进步，PWM控制技术获得了空前的发展。到目前为止，已出现了多种PWM控制技术。PWM控制技术基础面积等效原理从自动控制理论的学习可知，冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。这里冲量指脉冲面积，效果基本相同指环节的输出波形基本相同。例如，分别将下图所示的面积相同的电压窄脉冲加在一阶惯性环节(RL电路)上，PWM控制技术基础其输出电流i(t)对不同窄脉冲的响应波形如下图所示。从波形可以看出，在上升段i(t)的形状略有不同，但其下降段则几乎完全相同。脉冲越窄，各i(t)响应波形的差异也越小。如果周期性地施加上述脉冲，则响应i(t)也是周期性的。用傅立叶级数分解后可看出，各i(t)在低频段的持性非常接近，仅在高频段有所不同。PWM控制技术基础上述原理可以称为面积等效原理。根据该原理，将平均值为up的一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲加到包含惯性环节的负载上，将与施加幅值为up的恒定直流电压所得到的结果基本相同，这样一来就可用一列脉冲波形代替直流波形。除了直流波形可用PWM波形来代替外，根据面积等效原理可以进一步推出，可以在一段时间内按一定规则生成PWM波形来代替所需的任何波形，如用正弦脉冲宽度调制波形来代替正弦波。PWM控制技术基础生成PWM波形有多种方法，常见的有计算法、调制法等。计算法是在每个时间段利用计算机技术直接计算出当前所需要的脉冲宽度，据此对电力电子器件进行开关控制进而获得PWM波形。调制法是利用高频载波信号与期望信号相比较来确定各脉冲宽度信息进而生成PWM波形。下图显示了利用调制法生成PWM波形的系统框图及其输出的PWM波形。

在下图中，u*R为期望电压或与期望电压成比例的占空比信号，uC为高频载波信号，Δu＝u*R－uC

，当Δu＞0时．比较器输出ug为高电平，反之输出ug为低电平。PWM信号ug用来控制电力电子器件的开关。正弦波脉宽调制逆变器在实际应用的逆变电路中、绝大部分都采用了PWM控制技术。SPWM控制技术是一种比较成熟的、目前使用较广泛的PWM控制技术，它有如下主要优点。(1)PWM实现起来比较方便，可以用模拟或数字技术来实现；(2)可以大幅降低输出谐波含量，尤其是低频纹波，它的谐波主要集中在载波频率K倍的位置，谐波频率较高，因此滤波器设计容易，实成本较低；(3)对于多电平变换器，调制比可以在所有的工作范围内变化(4)在载波中加入合适的零序列，可以较好地平衡中点电位。正弦波脉宽调制逆变器正弦波脉宽调制（SPWM）逆变器属于电压型逆变器，电子开关多采用全控器件。SPWM是指按正弦规律调制输出脉冲列电压中的各脉冲宽度，使输出脉冲列电压在斩控周期内的平均值对时间按正弦规律变化。用对逆变电路开关器件的通断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或者其它所需要的波形。

同步调制和异步调制在SPWM逆变电路中，载波频率fc与调制信号频率fr之比，称为载波比N，有N＝fc／fr。载波比N等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保持同步的调制方式称为同步调制。相应地，载波信号和调制信号不保持同步关系的调制方式，称为异步调制。同步调制的特点。在同步调制方式中，调制信号频率变化时载波比不变。在三相PWM逆变电路中，通常共用一个三角波载波信号，并且取载波比为3的整数倍，以保证三相输出波形严格对称。同时，为了使一相的波形正、负半周镜像对称，载波比应取奇数。同步调制控制方式的特点如下。①控制相对较复杂，通常采用微机控制。②在调制信号的半个周期内，输出的脉冲数是固定的，脉冲的相位也是固定的。正、负半周的脉冲对称，没有偶次谐波，而且半个周期脉冲排列其左右也是对称的，输出波形等效正弦波。同步调制和异步调制异步调制的特点。在异步调制方式中，通常载波频率fc固定不变，因而当调制信号频率fr变化时，载波比N是变化的。这种调制方式的特点如下。①控制相对简单。②在调制信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲相位也不固定，正负半周的脉冲不对称，存在偶次谐波，而且半个周期内前后1／4周期的脉冲也不对称。③载波比N愈大，则半个周期内调制的SPWM波形脉冲数愈多、正负半周期脉冲不对称和半周内前后1／4周期脉冲不对称的影响愈小，输出波形愈接近正弦波。所以在采用异步调制控制方式时，要尽量提高载波频率，从而在调制信号频率较高时仍能保持较大的载波比，使不对称的影响尽量减小，输出波形接近正弦波。同步调制和异步调制两种调制方式的比较。同步调制方式的效果比异步调制方式的好，在实际应用中较多采用同步调试方式。但是，当逆变电路要求输出频率很低时，同步调制的载波频率fc很低，由PWM调制产生的谐波也相应很低，这种低频谐波通常不易滤除，当负载为电动机时，会产生较大的转矩脉动和噪声，给电动机的正常工作带来不利影响。当逆变电路要求输出频率很高时，同步调制时的载波频率fc会很高，使开关器件难以承受。为了克服上述缺点，可以来用分段同步调制的方法，即把逆变电路的输出频率范围分成若干频段，每个频段内部保持载波比N恒定，不向频段的载波比不同。在输出频率的高频段采用较低的载波比，这样载波频率不致过高，能工作在功率开关器件所容许的频率范围；在输出频率的低频段采用较高的载波比，不致因载波频率过低而对负载产生不利影响。各频段的载波比应该取3的整数倍，且为奇数。在不同的频率段，载波频率的变化范围应该保持一致。分段同步调制方式是同步调制和异步调制的结合，就整个调频范围来看，属于异步调制；但在某一个频段内，载波比不变，属于同步调制。也有的电路在输出低频率段时采用异步调制方武，而在输出高频率段时切换成同步调制方式，这样可以把两者的优点结合起来，其效果和分段同步调制方式接近。单极性SPWM控制方式三角载波只在一个方向变化得到的PWM波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性SPWM控制方式。载波信号uc在信号波正半周为正极性的三角波，在负半周为负极性的三角波，调制信号ur和载波uc的交点时刻控制逆变器晶体管T3、T4的通断。在ur的正半周期，T1保持导通，T4交替通断。当ur>uc时，使T4导通，负载电压u0=Ud；当ur≤uc时，使T4关断，由于电感负载中电流不能突变，负载电流将通过D3续流，负载电压u0=0在ur的负半周，保持T2导通，使T3交替通断。当ur<uc时，使T3导通，u0=-Ud；当ur≥uc时，使T3关断，负载电流将通过D4续流，负载电压u0=0。调节调制信号ur的幅值可以使输出调制脉冲宽度作相应的变化，这能改变逆变器输出电压的基波幅值，从而可实现对输出电压的平滑调节；改变调制信号ur的频率则可以改变输出电压的频率。所以，从调节的角度来看，SPWM逆变器非常适用于交流变频调速系统。双极性SPWM控制方式三角载波是正负两个方向变化，所得到的SPWM波形也是在正负两个方向变化控制方式。在ur的正负半周内，在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制各开关器件的通断。当ur>uc时，使晶体管T1

、T4导通，使T2

、T3关断，此时，u0=Ud；当ur<uc时，使晶体管T2

、T3导通，使T1

、T4关断，此时，u0=-Ud。在ur的一个周期内，PWM输出只有±Ud两种电平。逆变电路同一相上下两臂的驱动信号是互补的。在实际应用时，为了防止上下两个桥臂同时导通而造成短路，在给一个臂施加关断信号后，再延迟△t时间，然后给另一个臂施加导通信号。延迟时间的长短取决于功率开关器件的关断时间。需要指出的是，这个延迟时间将会给输出的PWM波形带来不利影响，使其偏离正弦波。单极性与双极性SPWM控制比较采用单极性调制方式时，功率开关管T3和T4按SPWM方式交替通、断，而T1和T2由正弦参考信号的极性控制交替通、断。因为输出电压中包含零电平，因此，单极性SPWM只能应用于全桥逆变电路。由于其载波本身就具有奇函数对称和半波对称特性，无论载波比N取奇数还是偶数，输出电压uo都没有偶次谐波。输出电压的单极性特性使得uo不含有n＝k次中心谐波和边频谐波，但却有少量的低频谐波分量。此外，采用单极性调制方式的控制电路的结构比较复杂。采用双极性调制方法时，功率开关管按SPWM方式交替通断，电路比较简单，因为输出电压中没有零电平，可以应用于半桥和全桥电路。但其输出信号的谐波含量随调制比的减小而大幅度增加，不适合应用于调制比(或正弦参考信号幅值)变化范围较大的场合。三相桥式逆变电路的SPWM控制方式其控制方式为双极性方式。A、B、C三相的PWM控制公用一个三角波载波信号uc，三相调制信号urA、urB、urC分别为三相正弦信号，其幅值和频率均相等，相位依次相差120°。A、B、C三相PWM控制规律相同。（以A相为例）当urA>uc时，使T1导通，使T4关断，则A相相对于直流电源假想中点N的输出电压UAN=Ud/2；当urA<uc时，使T1关断，使T4导通，则UAN=-Ud/2。T1、T4的驱动信号始终互补。其余两相控制规律相同。当给T1(T4)加导通信号时，可能是T1(T4)导通，也可能是D1(D4)续流导通，这取决于阻感负载中电流的方向。输出相电压和线电压的波形如右图所示。SPWM的实现方法SPWM技术用脉冲宽度按正弦规律变化的PWM波形控制逆变电路中开关器件的通、断，使其输出的脉冲电压面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制信号的频率和幅值来调节逆变电路输出电压的频率和幅值。实现SPWM的方法主要有硬件调制法、计算法、跟踪控制法等。

1)硬件调制法硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通、断进行控制，就可以生成SPWM波形。但是，这种模拟电路的结构复杂，难以实现精确的控制。SPWM的实现方法2)计算法由于微机技术的发展使得通过软件计算生成SPWM波形变得比较容易，因此，计算法就应运而生。计算法直接根据面积等效原理或模拟硬件调制法生成SPWM波形，主要算法有面积等效法、自然采样法、规则采样法和特定谐波消去法等。(1)面积等效法。该方法实际上就是SPWM算法工作原理的直接阐释。把一个正弦半波分为N等份，每一份正弦曲线与横轴所包围的面积都可用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替。矩形脉冲的中点与正弦波每一等份的中点重合，这样，由N个等幅而不等宽的矩形脉冲所构成的波形就与正弦半波等效。这一系列脉冲波形的宽度或开关时刻可以严格地用数学方法计算出来，然后把计算结果存于微机或单片机中，工作时通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通、断，以达到预期的目的。此方法以SPWM控制的基本原理为基础，准确地计算出各开关器件的通、断时刻，其所得的波形很接近正弦波。但是，这种方法也存在计算繁琐、数据占用内存大、不能实时控制的缺点。SPWM的实现方法(2)自然采样法。硬件调制法中，以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通、断。根据这种思路，可以用软件直接计算两个波形的交点时刻，这就是自然采样法。正弦波在不同相位角时其值不同，因而与三角波相交所得的脉冲宽度不同。此外，当正弦波频率或幅值变化时，各脉冲宽度也相应变化。要准确产生SPWM波形，必须准确算出三角波与正弦波的交点。在右图中，取三角波的相邻两个峰值之间为一个周期，为了简化计算，设三角波峰值为标么值1，则正弦调制波为ur＝Msinωrt，式中M为调制系数，0＜M＜1；ωr为正弦调制信号的角频率。从右图可以看出，在三角波的一个周期内，其上升段和下降段与正弦调制波各有一个交点A和B。把正弦调制波上升段的过零点定为时间起始点，并没A和B点所对应的时刻分别为tA和tB

。SPWM的实现方法在同步调制方式中，使正弦调制波上升段的过零点和三角波下降段的过零点重合，并把该时刻作为坐标原点。同时，把该点所在的三角波周期作为正弦调制波的第一个三角波周期，则第n个周期内三角波方程可表示为在A、B点处，uc＝ur，一个调制周期内第n个三角波与正弦波的交点时刻tA和tB，可按下式计算；SPWM的实现方法因此，第n个脉冲的宽度为δ＝tA－tB自然采样法的优点是所得SPWM波形最接近正弦调制波，但由于三角波与正弦调制波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，因此脉冲宽度表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。(3)规则采样法规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，一般采用三角波作为载波。如图所示，三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。三角波负峰值时刻tD对信号波采样得D点，过D作水平线和三角波交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件的通、断。自然采样法中，脉冲中点不和三角波一个周期内的中点(即负降时刻)重合。而规则采样法则使两者重合，每个脉冲中点为相应三角波周期的中点，使计算大为简化。其脉冲宽度δ和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。SPWM的实现方法下面推导规则采样法计算公式。设正弦调制信号波为ur＝Msinωrt式中，M为调制系数，0＜M＜1，ωr为信号波角频率。由上图可得关系式简化得在三角波一个周期内，脉冲两边间隙宽度为规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点是计算简单，便于在线实时运算。其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小。自然采样法和规则采样法均只适用于同步调制方式。SPWM的实现方法(4)特定谐波消去法。特定谐波消去法(selectedharmoniceliminationPWM,简称SHEPWM)又称低次谐波消去法，是一种较有代表性的计算方法。下图所示的是单相桥式PWM逆变电路的一种输出波形。该波中，在输出电压半个周期内，器件各通、断3次(不包括0和π时刻)，共6个开关时刻可控。实际上，为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称。首先，为消除偶次谐波，应使波形正负两半周期内镜像对称，即u(ωt)＝一u(ωt＋π)其次，为消除谐波中余弦项，简化计算，应使波形在半个周期内前后1／4周期以π／2为轴线对称，即

u(ωt)＝u(π—ωt)SPWM的实现方法同时满足上面两式的波形称为1／4周期对称波形，这种波形可用傅里叶级数表示为式中对于上图所示波形，在一个周期内的12个开关时刻(不包括0和π时刻)，能独立控制α1、α2和α3共3个时刻。该波形的αn为式中，n＝1，3，5，…。SPWM的实现方法上式中含有α1、α2和α3三个变量，根据需要确定a1的值，再令两个不同的αn＝0，就可建立三个方程，求得α1、α2和α3。这样，可消去两种特定频率的谐波。通常在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，因此可以考虑消去5次和7次谐波，得到如下联立方程对于给定的基波幅值a1，求解上述方程可得α1、α2和α3。a1改变时，α1、α2和α3和也相应改变。SPWM的实现方法上面讨论的是在输出电压半个周期内器件通、断各3次的情况。一般在输出电压半个周期内器件通、断各k次，考虑到PWM波形1／4周期对称，共有k个开关时刻可控，除去用一个自由度控制基波幅值外，可消去k－1个频率的特定谐波。k越大，开关时刻的计算越复杂。该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波，但是，剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大，而且同样存在计算复杂的缺点。该方法同样只适用于同步调制方式。3)跟踪控制法跟踪控制法是一种反馈控制方法，它是将期望信号与实际信号进行比较，根据所得的误差信号确定功率器件的通断，从而使实际输出接近期望输出的一种控制方法。常见自跟踪控制法有滞环比较方式与三角波比较方式两种。SPWM的实现方法(1)滞环比较方式采用滞环比较方式生成PWM波形的电路如下图(a)所示，控制效果如下图(b)所示。图中，ε为允许误差。SPWM的实现方法当T1导通、T2关断时，负载电流增加；T1关断、T2导通时，负载电流减小。可采用如下控制方式：期望电流为正，当实际负载电流小于期望电流时，开通T1，使负载电流上升；当实际负载电流大于期望电流时，断开T1，D2续流，使负载电流下降。为了不让T1、T2开关过于频繁，当实际电流与期望电流之差在允许范围内时，保持开关状态不变。滞环比较方式实现PWM波形有设计容易(选择合适的允许误差即可)、硬件电路简单、电流响应快等优点，但存在开关频率不确定，滤波参数设计困难等缺点。(2)三角波比较方式在调制法中，如果载波采用三角波，期望信号或者调制信号由闭环控制方法产生，即调制信号是电流或电压调节器的输出，这就是跟踪控制法的三角波比较方法。三角波比较方式输出的PWM波形具有频率固定、滤波参数设计容易等特点，但调节器的设计较滞环比较方式复杂，如采用PI调节器，待整定参数较滞环比较方式多。SPWM的实现方法硬件实现目前，实现产生SPWM波形的电路有以下几类。(1)分立元件和集成运放构成的模拟控制电路，(2)专用模拟集成脉宽调制器，如SG3524、SG3526、TL494等；(3)与8位或16位单片微机配套使用的专用SPWM数字信号发生器；(4)用单片机、数字信号处理器等微处理器产生的数字SPWM电路。其中，数字控制电路的抗干扰能力明显优于模拟控制电路，但专用的集成电路芯片控制信号载波频率较低，且频率固定。随着微处理器的速度和精度不断提高，数字化产生SPWM波形的方法发展迅速。SPWM控制的逆变电路优点（1）

可以得到接近正弦波的输出电压，满足负载需要；（2）

整流电路采用二极管整流，可获得较高的的功率因数；（3）

只用一级可控的功率的环节，电路结构简单；（4）通过对输出脉冲宽度控制就可改变输出电压的大小，大大加快了逆变器的动态响应速度。

串联电感式电压型逆变器主电路L1=L2=L3=L4=L5=L6=L/2。C1=C2=C3=C4=C5=C6=C串联电感式电压型逆变器分析电路为180O导电型，同相元件之间换流。逆变器的6个电力电子开关顺序换流，同时有3个电力电子开关为导通状态，接通直流电源为三相负载供电，输出三相交流电压。逆变器的三相电路是对称的，每相的换流过程完全一样，故只对A相进行分析。设逆变器已进入稳定工作状态。负载电流由VT1换至VT4。VT1导通阶段串联电感式电压型逆变器分析换流阶段串联电感式电压型逆变器分析环流及负载电流反馈阶段串联电感式电压型逆变器分析负载电流反向阶段至此换流结束，电容CI上充好电，为下次从VT4换流至VT1做好准备。串联二极管式电流型逆变器主电路C1=C2=C3=C4=C5=C6=C用来储备换流能量，VD1~VD6用来切断换流电容与负载之间的联系。电路采用120O导电型，同组元件之间换流。逆变器输入电流Id基本保持不变。串联二极管式电流型逆变器分析以VT1向VT3换流为例。图中，Cab=2C/3，为C3与C5串联后再与C1并联的等效电容。串联二极管式电流型逆变器分析以VT1向VT3换流为例。图中，Cab=2C/3，为C3与C5串联后再与C1并联的等效电容。电流型并联谐振式逆变器图示电路即为并联谐振变频电路的主电路。L为负载，换流电容C与之并联，L1～L4为四只电感量很小的电感，用于限制晶闸管电流上升率di/dt；由三相可控整流电路获得电压连续可调的直流电源UD，经过大电感LD滤波，加到由四个晶闸管组成的变频桥两端，通过该变频电路的相应工作，将直流电变换为所需频率的交流电供给负载。上述变频电路在直流环节中设置大电感滤波，使直流输出电流波形平滑，从而使变频电路输出电流波形近似于矩形。由于直流回路串联了大电感，故电源的内阻抗很大，类似于恒流源，因此这种变频电路又被称为电流源型变频电路。电流型并联谐振式逆变器分析换流过程(a)V1,V4导通；(b)触发V2、V3，换流；(c)V2,V3导通电流型并联谐振式逆变器分析由于负载上并联了换流电容C，L和C形成的并联电路可近似工作在谐振状态，负载成容性，使io超前负载电压uo一个角度φ。当在t2时刻触发V2及V3晶闸管时，由于负载电压uo的极性此时对V2及V3而言为顺极性，使iV2及iV3从零逐渐增大；反之因V2及V3的导通，将uo电压反加至V1及V4两端，从而使iV1及iV4相应减小，在t2～t4时间内iV1和iV4从额定值减小至零，iV2和iV3则由零增加至额定值，电路完成了换流。虽然在t4时刻V1及V4中的电流已为零，但不能认为其已恢复阻断状态，此时仍需继续对它们施加反压，施加反压的时间应大于晶闸管的关断时间tq，换流电容C的作用即可以提供滞后的反向电压，以保证V1及V4的可靠关断，图中t4至t5的时间即为施加反压的时间。电压型串联谐振式逆变器直流侧并联一个大电容C，用电容储能来缓冲电源和负载之间的无功功率传输。电路为了续流，设置了反并联二极管VD1～VD4,补偿电容C和负载电感线圈构成串联谐振电路。电路工作时，变频电路频率接近谐振频率，故负载对基波电压呈现低阻抗，基波电流很大，而对谐波分量呈现高阻抗，谐波电流很小，所以负载电流基本为正弦波。另外，还要求电路工作频率低于电路的谐振频率，以使负载电路呈容性，负载电流io超前电压uo，以实现换流。

电压型串联谐振式逆变器分析设晶闸管V1、V4导通，电流从A流向B，uAB左正右负。由于电流超前电压，当t＝t1时，电流io为零，当t＞t1时，电流反向。由于V2、V3未导通，反向电流通过二极管VD1、VD4续流，V1、V4承受反压关断。当t＝t2时，触发V2、V3，负载两端电压极性反向，即uAB左负右正，VD1、VD4截止，电流从V2、V3中流过。当t＞t3时，电流再次反向，电流通过VD2、VD3续流，V2、V3承受反压关断。当t＝t4时，再触发V2、V3。二极管导通时间tf即为晶闸管反压时间，要使晶闸管可靠关断，tf应大于晶闸管关断时间tq。串联谐振式变频电路启动和关断容易，但对负载的适应性较差。当负载参数变化较大且配合不当时，会影响功率输出。因此，串联变频电路适用于淬火热加工等需要频繁启动，负载参数变化较小和工作频率较高的场合。软开关技术的技术需求电力电子装置高频化滤波器、变压器体积和重量减小，电力电子装置小型化、轻量化。开关损耗增加，电磁干扰增大。软开关技术降低开关损耗和开关噪声。进一步提高开关频率。电力电子开关的开关特点1、硬开关：1）定义：开关器件在其端电压不为零时开通（硬开通），在其电流不为零时关断（硬关断），硬开通、硬关断统称为硬开关。

2）特点：开关的开通和关断过程伴随着电压和电流的剧烈变化。产生较大的开关损耗和开关噪声。

2、软开关：1）定义：开关器件在开通过程中端电压很小，在关断过程中其电流也很小，这种开关过程的功率损耗不大，称之为软开关。2）特点：不存在电压和电流的交迭。降低开关损耗、开关噪声。提高开关频率。硬开关的开关过程以Buck直流变换电路为例，其中：开关管T开通和关断时存在电压和电流的交迭，即开通时T两端电压uT很大，关断时流过T中的电流iT很大，从而产生较大的开关损耗和开关噪声。

软开关的开关过程1、理想软开关：

(图a)1）器件开通：器件两端电压uT首先下降为零，然后施加驱动信号ug，器件的电流iT才开始上升；2）器件关断：通过某种控制方式使器件中电流iT下降为零后，撤除驱动信号ug，电压uT才开始上升。2、实际软开关:

(图b)1）器件开通：对开关管施加驱动信号，电流上升的开通过程中，电压不大且迅速下降为零。2）器件关断：撤除驱动信号，电流下降的关断过程中，电压不大且上升很缓慢。零电压开关（ZVS）准谐振变换电路1）开关管T与谐振电容Cr并联，谐振电感Lr与T串联，如果滤波电感Lf足够大，则输出负载电流为恒定值I０。2）假定t<0时，ug>0,T处于通态，iT=iL=I0，uT=ucr=0，续流二极管D截止。3）在t=0时撤除T的驱动信号ug，把一个开关周期Ts中的通、断过程可分为5个开关状态，其电压、电流波形如图（b）~（e）所示。4）可调节的是开关管的导通时间。零电压开关准谐振变换电路分析1)t0~t1阶段：t=0时，ug=0，iT从I0减小，谐振电容电流iC从零开始增大，iL=iC+iT=I0不变，负载电流I0从开关管T转到Cr。由于iT很快下降为零，而uCr=uT还很小，故开关管T软关断，此后iC=IL=I0恒流充电到t=t1时，uCr=uT=Ud。其中：t<t1时：uCr=uT

<Ud，续流二极管D反偏截止。t=t1时：uCr=uT

=Ud，续流二极管D无反偏电压而开始导电。

零电压开关准谐振变换电路分析2)t1≤t≤t2阶段：

t>t1后，iL对Cr继续充电,uCr>Ud，iL=iC减小，续流二极管D开始导电，UAB=0，Lr、Cr构成串联谐振电路。当到串联谐振的1/4周期t2时刻，uCr谐振到峰值，iL=iC=0，uCr的峰值为I0Zr,其中，为谐振阻抗。此后t>t2，由于uCr>Ud，iL反向，Cr开始经D和Lr向电源Ud放电。

3)t2≤t≤t3阶段：t>t2后，Cr经D和Lr向电源Ud放电。uCr减小到t=t3时uCr=0零电压开关准谐振变换电路分析4)t3<t<t4阶段：t=t3时,Cr放电到uCr=0，但iL为负值，故二极管D1开始导电，使uCr=uT=0，此后负电流iL通过D1向电源Ud回馈能量，使负向电流iL数值逐渐减小，到t=t4时，iL=0。在t3~t4期间，二极管D1导电使、uT

=0，iT

=0，这时给T施加驱动信号，就可以使开关管T在零电压下开通。为了使T在零电压下可靠开通，必须选择谐振电路的参数使之满足下列关系式：上两式中：fr是谐振电路的谐振频率，I0min是负载电流的最小值。零电压开关准谐振变换电路分析5)t4≤t≤t5阶段：由于T导通iT=iL=I0

，uCr=uT=0,续流二极管D截止，电源Ud对负载供电。到t=t5时T再次被关断，完成了一个开关周期TS。总结：1)在一个开关周期TS中，仅在t3~t4期间电源Ud不输出能量，而这段时间段的长短与Lr、Cr的谐振周期有关。2)当Lr、Cr的值一定时，降低开关频率fS（即增大TS）将使输出电压、输出功率增大。3)零电压开通准谐振变换电路只适宜于改变变换电路的开关频率fS来调控输出电压和输出功率。零电流开关（ZCS）准谐振变换电路1）如果滤波电容Cf足够大，在一个开关周期TS中输出电压UO恒定。如果滤波电感Lf足够大，则TS中If=

I０恒定不变。2）假定t<0时，ug=0,T处于断态，D续流。iT=iL=0，ID=If=

I０，uT=Ud

，ucr=0，续流二极管D1截止，3)在t=0时T施加的驱动信号ug，把一个开关周期TS中的通、断过程可分为5个开关状态，其电压、电流波形如图（b）~（e）所示。4）可调节的是开关管的关断时间。谐振电容谐振电感零电流开关准谐振变换电路分析1）０≤t≤t１阶段：

t=0时T施加驱动信号ug而导通，iT=iL从零上升至I0。iD=I0-iL从I0下降到零，D截止。由于在上述过程中电感Lr上的感应电动势为左正右负，所以使T上的电压uT减小。如果电感Lr足够大，则有可能使uT＝0，实现零电压开通。

2）t1≤t≤t2阶段：

t>t1时，iT=iL>I0,iL-I0对Ｃr充电，使ucr上升．Ｌr、Cr产生串联谐振。谐振1/4周期后，ucr=Ud，iT=iL达最大值，为Ud/Zr,其中为谐振阻抗;谐振1/2周期后，iT=iL=I0，ucr=2Ud；此后，iT=iL从I0下降，t=t2时到下降到零，Ud<ucr<2Ud。

零电流开关准谐振变换电路分析3）t2≤t≤t3阶段：在此期间由于Lr、Cr谐振，iL为负值，二极管D1导电，uT=0，若此时撤除驱动信号ug，T可以在零电流下关断，无关断损耗。t=t3时，iT=iL=0，二极管D