射频同轴连接器设计说明

.PAGE.降低LQ型射频连接器电压驻波比的研究李明德[摘要]LQ型射频密封连接器,主要用在大、中功率米波电视天馈系统连接电缆传输电视信号。其电压驻波比<VSWR>在0～1GHz频率范围内为1.07～1.10,不能满足分米波电视的要求。本文对目前国内流行的LQ型连接器的双支撑、外衬式、内衬式三种基本结构,做了具体分析。找出了多支撑、多阶梯、多介质是影响VSWR的主要因素,并进行了改进。新设计的LQ型连接器,不仅保持了原有各种性能,且大大降低了VSWR,使在0～1GHz频率范围内,VSWR为1.03～1.05,满足了分米波电视天馈系统的需要,达到了目前国际上同类产品的水平。一、引言LQ型射频密封连接器,主要用在大、中功率米波电视天馈系统连接主、分馈电缆传输电视信号,或用于其它通信设备。连接器上备有充气孔,供电缆充入干燥空气或惰性气体,达到密封防潮保持电气性能的目的。特性阻抗分为50Ω和75Ω两种。为了满足广播电视事业发展的需要,在七十年代末和八十年代初我国陆续研制了一系列米波段LQ型射频密封连接器,至今仍在使用。其主要电气性能如表1。表1产品系列型号特性阻抗Ω抗电强度V绝缘电阻MΩVSWR0～1GHzL27Q50;753000＞10000≤1.10L36Q50;754000＞10000≤1.10L52Q50;757000＞10000≤1.10随着广播电视事业的发展,迫切需要发展我国的分米波彩色电视系统,使其接近或达到目前国际上同类产品水平。对于射频密封连接器,分米波段与米波段的主要区别是适用频率范围不同,对VSWR的要求不同,其它性能两者类同。分米波电视天馈系统对射频密封连接器的要求是在0～1GHz频率范围内,电缆组件具有低VSWR性能,即短段电缆<约50cm>配接一对连接器和一对测试用转接器,其VSWR≤1.05。米波段LQ型连接器VSWR最低才达1.07,显然不符合要求。但是其螺纹连接的接口型式,由于连接方便、接触可靠、性能稳定,仍为一种比较好的连接结构形式,在国外也广为采用。对此,如何降低LQ型连接器的VSWR,使其满足分米波电视天馈系统的要求,成为必须解决的主要问题。分米波密封连接器,由于工作频率的提高,精确地进行设计是必要的,要降低VSWR,按照射频连接器的设计原则应满足以下要求：1.保持特性阻抗的均匀性。即在同轴传输线的每一个横截面上,尽可能地保持特性阻抗等于标称阻抗,例如50Ω。2.尽量保证阻抗的连续性。对于每一个不可避免的特性阻抗的不连续,都要进行补偿。3.尽量缩短同轴传输腔体的"尺寸链"。以减少机械公差对电气性能的影响。二、现行LQ型连接器的结构及其对电压驻波比的影响1.现行LQ型连接器的结构综合目前国内LQ型射频密封连接器的结构设计,略去连接结构,电缆夹紧装置、充气密封结构,由内外导体组成的同轴传输腔体的结构可简化如图1～3的结构形式。它决定了连接器的VSWR和其它电气性能。1.绝缘支撑12.绝缘支撑21.绝缘支撑2.外衬套图1双支撑结构图2外衬式结构1.绝缘支撑2.内衬套图3内衬式结构2.结构参数偏差对电压驻波比的影响根据同轴传输线理论,其特性阻抗为：Z=EQ\F<60,EQ\R<,εr>>lnEQ\F<D,d><1>由<1>式可见,特性阻抗Z的数值取决于绝缘介质的相对介电常数εr、外导体内径D以及内导体外径d。在加工制造过程中,由于环境、技术、材料本身诸因素,内外导体直径D、d、相对介电常数εr总会出现一定的偏差,当D、d、εr三参数偏差<△D、△d、△εr>较小时,特性阻抗的偏差可用下式表示：<2>由于这些偏差是机遇性的,因此服从正态分布规律：σz=<3>式中：σz——特性阻抗的均方根偏差值；σε——等效介电常数均方根偏差值；σd——内导体外径均方根偏差值；σD——外导体内径均方根偏差值。而：EQ\F<z,εr>=-EQ\F<30,εrEQ\R<,εr>>lnEQ\F<D,d>EQ\F<z,d>=-EQ\F<60,EQ\R<,εr>>EQ\F<1,d>EQ\F<z,D>=EQ\F<60,EQ\R<,εr>>EQ\F<1,D>以L27Q型射频密封连接器为例<单位mm>：D=18；d=5.5;εr=2.05则：<EQ\F<z,εr>>2=147；<EQ\F<z,d>>2=58；<EQ\F<z,D>>2=5.4由此可见,绝缘介质的相对介电常数εr对特性阻抗影响较大,内导体的外径d影响次之。当内导体直径偏差△d=±0.03、△D=±0.05、△εr=±0.04时,特性阻抗的均方根偏差值为：σz=0.55Ω该处对VSWR产生的影响由下式决定：VSWR=1+|EQ\F<△Z,Z>|<4>将特性阻抗均方根偏差值代入<4>式VSWR=1+EQ\F<0.55,50>=1.011由<3>式及以上分析可见,要降低VSWR,就要减少决定特性阻抗的尺寸公差的数量和避免使用或少用绝缘介质材料。3.绝缘介质材料的影响根据公式<1>,当绝缘介质为空气时,特性阻抗为：Z空=60lnEQ\F<D,d><5>如图2图3所示,当传输腔体为复合结构时,其相对介电常数由下式决定：=图2图3中复合结构由聚四氟乙烯<PTFE>衬套和空气组成,因而其相对介电常数为代入<1>式得：Z复=60EQ\R<,lnEQ\F<d1,d>+EQ\F<1,εr>lnEQ\F<D,d1>>·EQ\R<,lnEQ\F<D,d>><6>其中：D1——为绝缘衬套的外径；d1——为绝缘衬套的内径由公式<1>、<5>、<6>对比可见,对于特性阻抗Z,空气介质时结构参数影响因素最少<2个>,内外导体间充满PTFE时影响因素次之<3个>,复合腔体时<空气和PTFE>影响因素最多<5个>。由<3>式见,影响因素越多,对特性阻抗影响越大,导致VSWR性能越差。从整体结构分析,在图1中,已有绝缘支撑1支撑定位,无需再设绝缘支撑2。绝缘支撑2的增设不仅增多了相对介电常数的偏差带来的影响,还带来了其它尺寸公差的影响。图2图3所示结构,由于绝缘衬套的附加,也增多了影响特性阻抗的因素,失去了作为阻抗基础的完全空气介质段,增大了VSWR。4.补偿不当带来的影响在图1中,沿OO＇轴向看,从接口部到配接电缆处,内外导体上各有ABCEFG和A＇B＇C＇E＇F＇G＇六个阶梯,由于阶梯产生的不连续电容,对特性阻抗亦产生影响。从整体结构看,AA＇、EE＇阶梯是可避免的,应去掉,视绝缘支撑2为不当,则阶梯F＇G＇亦可减少,从而减少由于阶梯产生的不良影响。在连接器与电缆的配接处,连接器内外导体均是表面光滑的铜导体,而电缆的外导体为皱纹铜管,内导体有的是直铜管,有的是皱纹铜管,内外导体间为聚乙烯螺旋支撑,因此在连接器与电缆的配接处,不仅存在着导体直径的突变,而且存在着导体结构型式、介质结构型式的变化,需要对此进行补偿。在图1、2、3中如果把绝缘支撑2,绝缘衬套理解为采取的补偿措施的话,分别切割补偿段与切割电缆所获的截面结构如图4～7。图4双支撑结构截面图5外衬式结构截面图6内衬套式结构截面图7电缆截面其介质所占腔体截面面积的比例如表2：表2图别4567介质所占腔体截面积比例100%40%12%7%由表2所见,图4、5、6与图7电缆截面结构相比,不仅结构型式仍有差别,而且介质所占腔体截面积的比例仍差别较大,因而未能起到补偿作用。应谋求新的补偿措施。三、分米波段LQ型连接器的设计根据以上结构分析,针对图1～3所示结构存在的问题,按照设计原则,对分米波段LQ型连接器进行设计,设计方案如下：1.采用单支撑结构；2.去掉不必要的阶梯。如图1中的AA＇、FF＇；3.去掉绝缘衬套。如图2、图3中的内外绝缘衬套；4.保留一定长度的空气介质段；5.对连接器与电缆的配接处进行适当的补偿过渡设计。1绝缘支撑2补偿环图8新设计的结构由公式Z=60lnEQ\F<D,d>可见,空气介质段对特性阻抗的影响因素最少<2个>,因而也最符合各项设计原则。在设计中尽量扩大空气段所占整个传输腔体的比例,作为连接器标称阻抗的基础,"压缩"其它因素对传输线特性阻抗的影响,降低VSWR。在连接器与电缆的配接处,选择以连接器和电缆的两内导体直径尺寸接近,电缆皱纹外导体的平均外径为参考,设计一个PTFE补偿环,再经实验对尺寸进行修正,经验证这种方法是可行的,效果是明显的。综上所述,传输腔体结构设计如下图：以图8结构为基础,再完善其它结构如连接结构、充气密封结构、电缆夹紧装置,以L27Q-J为例,新设计的分米波段射频密封连接器如图9。图9L27Q-1型射频密封连接器四、试验结果与讨论以L27Q为例,分别取原国产L27Q产品和新设计L27Q各一对,各配接一短段SDY-50-17-3型低衰减低驻波比射频同轴电缆,用同一对N/L27型转接器在同一台进口的6409标量射频网络分析仪上做对比测试,测得的回波损耗曲线如图10。图10新旧L27Q型连接器回波损耗曲线对比由测试曲线看,在0～500MHz范围内,回波损耗由原来的-28dB降为-46dB,换算为VSWR为1.08降为1.01,在500MHz～1GHz范围内,由原来的-29dB降为-33dB,换算为VSWR为1.074下降为1.046。满足了分米波电视天馈系统在0～1GHz范围内,电缆组件VSWR≤1.05的要求。五、结论结构分析和重新设计实验验证表明：在射频连接器结构设计中,应避免不必要的阶梯,传输腔体应有标准阻抗空气段,减少不必要的绝缘支撑和绝缘介质,且对连接器与电缆的配接处应进行过渡补偿,这些都是降低VSWR行之有效的措施。LQ型射频密封连接器经过重新设计完全可以满足分米波电视天馈系统的需要。参考文献[1]研制精密同轴标准与元件的某些基本设计原则I.E.E.ETronsMTT-14No.11966.1P29-39[2]同轴式TEM模通用无源器件郑兆翁编著人民邮电出版社1983年版P1～15弯式射频同轴连接器的补偿方法韦开河[摘要]介绍关于弯式L16型射频同轴连接器的补偿设计。这个设计是将连接器弯曲部分的内导体采用等直径过渡,对绝缘介质90°尖角处按体积比例要求进行最佳切割；使该阻抗连续,得到补偿。采用这种补偿方法制造的弯式L16型同轴连接器,在频率达10GHz时,电压驻波比为1.5<max>。本方法亦适用于N型直角射频同轴连接器的设计。一、引言解决弯式L16型射频同轴连接器阻抗不连续问题；研制、生产出具有低电压驻波比<VSWR>特性的产品,满足宽频带微波传输设备的需要,是设计中需要解决的问题。早在1968年前,国外对N型直角同轴连接器<弯式L16同轴连接器结构与之相同,仅相配螺纹为公制螺纹>的阻抗不连续的补偿问题进行了较多研究。对介质表面电镀银作为弯式连接器的外导体的延续；并通过实验最佳除去镀银层,实现弯角处阻抗不连续的补偿。也有用电缆介质芯子和金属衬垫<或用导电微粒的环氧树脂>作外导体的延续,实现补偿的目的。也许是工艺制造问题,这种新型直角同轴连接器至今还没有商品销售。1986年,国内行业质量评比,弯式L16型射频同轴连接器的电压驻波比,评比结果不好,大多数厂家均未达到部标要求<在频率达到10GHz,VSWR已大于1.5>。如何解决这一问题,尽快生产出具有低电压驻波比特性的弯式L16<或N型直角>型同轴连接器,目前还未见报导。本文介绍的关于弯式同轴连接器的补偿设计方法,是根据同轴传输线的原理,采用直角弯曲等直径过渡；同时,应用同轴线的特性阻抗与介质占空比例有关的原理,通过最佳切割90°介质尖角,实现阻抗连续,达到补偿目的。并给出电压驻波比测试的结果。二、分析与改进1.弯式L16型同轴连接器弯角处特性阻抗不连续的原因有：<1>直角弯曲处采用内导体直径变细的方法弯曲过渡；特性阻抗在外导体内径不变的情况下,随内导体外径的减小而升高。造成线上阻抗不连续。<2>绝缘支撑<介质>直径在90°弯角处其截面呈椭圆状,长轴直径加大,此处出现高阻抗,阻抗偏差大。根据公式VSWR=1+|EQ\F<△Z,Z>|可以看出阻抗偏差△Z值越大,电压驻波比也越大。<3>弯式L16型同轴连接器存在一个最低截止频率,根据公式截止频率它的单位为GHz。在弯角处该连接器的截止频率为10.2GHz,低于标准规定的测量频率<11GHz>,当测量频率达11GHz时,电压驻波比超过标准规定。2.对阻抗不连续的补偿方法有很多。根据文献资料介绍有下列几种方法：Z=50ΩZ=50ΩD－外导体内径D－外导体内径d－内导体外径d－内导体外径Δ≈0.05DΔ≈0.2D图1弯头外导体内表面切割图2弯头内导体弯角切割图3用金属衬垫〔含金属微粒图4最佳除去镀银层的弯头结构环氧树脂的弯头结构以上各种补偿方法由于受到结构和工艺条件限制,生产中还没有见到应用。根据同轴线的设计原理,为消除弯式L16型同轴连接器弯角处阻抗不连续,现采用内导体等直径弯曲过渡,克服表面形状突变；并利用特性阻抗公式Zor=EQ\F<60,EQ\R<,1+χ<εr-1>>>·lnEQ\F<D,d>中特性阻抗与介质占空比例有关的原理,在外导体内径D、内导体外径d不变的情况下,改变介质<聚四氟乙烯介质>的总体积比例χ值,通过计算和实验选择最佳χ值为0.42,实现弯角处特性阻抗连续。<图5>图5内导体等直径弯曲90°介质切割结构三、试验结果与讨论取改进前和改进后<采取补偿设计>的弯式L16型射频同轴连接器各4对,按SJ2331-81《射频连接器电压驻波比测试法》准备样品,进行测试。测量数据和绘制的电压驻波比与频率关系曲线见表1、2和图6、7。从试验结果看出,采用内导体等直径弯曲过渡并对90°介质尖角进行最佳切割,使介质占空比例达到阻抗连续的规定值从而实现补偿。用扫频测量法测得电压驻波比值比传统的点频法测得的数据偏大。这是因为扫频法对带电缆段的被测样品,在测试时测试频率的电长度因电缆长度不同而带来误差。点频法测量可以校正测试频率,克服电缆长度误差影响,使测量结果能反映出被测样品的实际情况。表1改进前L16-JW5与L16-KF5电压驻波比测量数据F<GHz>VSWR样品号10.069.18.017.126.075.054.052.981.9250.990.5Fs=1.021.021.021.0251.021.021.0151.0151.021.021.0211.701.701.552.302.202.001.501.551.271.201.1421.701.801.652.302.00＞21.551.531.281.101.531.501.851.702.202.20＞21.621.501.281.201.1441.651.801.652.202.30＞21.451.451.301.191.16<FS－系统剩余电压驻波比>表2改进后L16-JW5与L16-KF5电压驻波比测量数据F<GHz>VSWR样品号10.028.988.047.086.045.074.03.0052.0031.020.5Fs=1.0151.021.021.031.011.0251.0251.031.021.021.0211.51.181.421.221.161.421.091.121.211.081.0821.241.311.341.111.191.341.081.081.261.111.0931.451.171.401.141.101.401.151.031.2171.101.0941.361.091.361.221.201.361.201.111.181.181.13注：使用的仪器及设备：XB28A标准信号发生器。XB—7标准信号发生器。XB—9A标准信号发生器。TC8D同轴测量线。XFL—68信号发生器。TC-35同轴测量线。A－没有补偿的样品B－补偿后的样品图6弯式L16射频连接器补偿前后点频法测量电压驻波比曲线图7对L16-JW5与L16-KF5扫频测量电压驻波比用仪器、设备：1、8757A扫频网络分析仪2、8350B扫频振荡器3、85027C10MHz—18GHz电桥4、8491B10dB隔离器四、结束语经过多次试验和小批量生产考验,关于弯式L16型射频同轴连接器的特性阻抗不连续的补偿,通过采用对内导体等直径直角弯曲过渡,并对90°介质尖角进行最佳切割可以实现。试验表明,这种补偿可使弯式L16型同轴连接器在频率达10GHz时,电压驻波比<VSWR>不大于1.5。补偿方法适合批量生产。参文考献[1]ALEXANDERR.BRISHKA:ANOVELANGLECONNECTOR.SEALECTROCORPORATIONMAMARONECK,N.Y.10543.[2]张方英编《天线及馈电设备》北京科技教育出版社1961.7.[3]《无线电工程译文》1971.2.介质切割法在射频同轴连接器中的应用韦开河[摘要]本文介绍介质切割法用于同轴连接器的介质绝缘支撑的最佳切割<设计>,以扩展其工作频率范围；并用来补偿因设计和制造原因出现的阻抗不连续。凡有绝缘支撑的同轴连接器,均可采用这一方法进行最佳切割<设计>,获得满意的电性能。实现优化设计的目的。[关键词]同轴连接器支撑设计介质切割法一、引言用于各种宽带微波通信设备的同轴连接器,通过缩小内、外导体直径来扩展工作频率范围的办法,已不能满足要求。近几年来,国外有文章报导,用改变同轴连接器内绝缘支撑的介质体积比例[1],减小它的有效介电常数,用这种办法进行宽频带绝缘支撑、宽频带耐高温及耐辐照绝缘支撑与毫米波段绝缘支撑的设计。本文提出的"介质切割法"的原理、阻抗不连续的补偿的理论依据,以及应用计算和实验测量曲线,在生产中得到验证,可供参考。二、原理介质切割法是应用同轴传输线中,有绝缘支撑的介质的有效介电常数与其体积比例有关,支撑段的截止频率与等效介电常数成反比的特性[2],减小介质<固体介质>支撑的占空比例,可以获得较小的等效介电常数值。从而达到拓宽工作频率范围的目的。同理,固体介质绝缘支撑体积比例的改变,影响着支撑段的特性阻抗。最佳切割<设计>,可以使阻抗不连续部分变得平滑,得到补偿[3]。三、应用与计算介质切割法用于射频同轴连接器中介质绝缘支撑的设计。公式：λC=EQ\F<1,2><D+d>π×或fc=EQ\F<190.8,·<D+d>>表明,同轴线的外导体内直径D与内导体外直径d已定,将绝缘支撑切割成与空气介质混合使用,获得较小的<接近于空气的>等效介电常数。实现、提高截止频率fc<或缩小λC>的目的。应用介质切割法最佳切割<设计>不同形状的绝缘支撑,其等效介电常数的计算见表1。表1不同形状的绝缘支撑等效介电常数计算表序号支撑形状图例应用公式备注1环形<a>=EQ\F<lnEQ\F<D2,d>,EQ\F<1,ε1>lnEQ\F<D1,d>+lnEQ\F<D2,D1>>固体介质与空气混合使用<b>=EQ\F<ε1ε2ε3lnEQ\F<D3,d>,ε2ε3lnEQ\F<D1,d>+ε1ε3lnEQ\F<D2,D1>+ε1ε2lnEQ\F<D3,D2>><同上>2星形=ε1P+ε2<1-P>P=EQ\F<V介,V总>V介-固体介质体积3轮辐形=ε1P+ε2<1-P>P=EQ\F<V介,V总>V介-固体介质体积续表1序号支撑形状图例应用公式备注4轮毂形=ε1-<ε1-1>EQ\F<V孔,V总>ε1—固体介质介电常数5直角形Zr=EQ\F<60,[1+P<ε1-1>]>lnEQ\F<D,d>Zr—特性阻抗单位：欧姆V介—固体介质体积6径向绝缘凸部支撑=ε1P+ε2<1-P>P=EQ\F<V介,V总>—径向绝缘凸部<星形支撑>等效介电常数1.宽频带耐高温、耐辐照绝缘支撑的切割<设计>耐高温、耐辐照绝缘支撑,通常采用熔凝硅、康宁玻璃1723＃等材料,这类材料介电常数ε偏高<ε=3.78>。这将使支撑段的截止频率变低。在保证有足够机械强度的前提下,应尽量减少支撑材料。用介质切割法设计支撑呈星形或轮辐形。截止频率达到12GHz时,电压驻波比＜1.3。2.宽带绝缘支撑的切割<设计>新开发的特性阻抗为75Ω的1.6/5.6系列同轴连接器,在反射系数r≤0.1时,最大工作频率为1GHz。应用介质切割法原理,"支撑"设计呈星形。在基本结构相同的情况,r≤0.1的条件下,频率达到10GHz。支撑形状见表1序号6所示。3.毫米波段绝缘支撑的切割<设计>毫米波段的同轴连接器,截止频率高达40GHz以上。"支撑"分界面上,反射尽可能小。全固体介质支撑,不能满足要求,应用介质切割法,最佳切割<设计>绝缘支撑,能获得理想的效果。公式：=ε-<ε-1>EQ\F<V孔,V总>,在介质材料选定时,改变<切割>介质体积比例<即固体介质挖孔体积V孔/总体积>可获得需要的等效介电常数值。支撑厚度L≤λC/4,取L=1.5mm,反射最小。毫米波段支撑形状见表1序号4所示。4.直角连接器绝缘支撑的切割<设计>直角连接器的绝缘支撑,通常采用两件带45°斜角的绝缘支撑,对接成90°角过渡。弯角处固体介质增厚,阻抗增加,破坏了连接器特性阻抗的连续。用介质切割法,最佳切割支撑尖角处介质,使阻抗平滑过渡,反射减小,提高尖角处截止频率,获得低的电压驻波比。直角连接器的绝缘支撑的最佳切割<设计>形状见表1序号5所示。四、结果与讨论宽带耐高温、耐辐照同轴连接器的绝缘支撑,用介质切割法切割<设计>成星形或轮辐形支撑,将康宁玻璃类介质的介电常数ε<等于3.78,变换成等效介电常数1.93计算值>。该值的降低,使支撑段的截止频率达到12GHz,电压驻波比S≤1.3。新开发的1.6/5.6系列宽带同轴连接器的绝缘支撑,用介质切割法切割<设计>,将最大工作频率达1GHz,反射系数≤0.1的第二代产品,进而发展为最大工作频率达10GHz,反射系数≤0.1的第三代产品。毫米波段K型连接器的研制,应用介质切割法切割<设计>的轮毂形绝缘支撑,将SMA型同轴连接器的截止频率由24GHz,提高到40GHz。直角同轴连接器,用介质切割法切割<设计>弯角支撑,使弯角处阻抗变得平滑、连续,得到补偿。这些绝缘支撑的切割<设计>,因制造和测量工作的限制,本文只能给出两种典型结构的同轴连接器的电压驻波比与频率关系曲线,加以说明。见图1<a>和<b>所示。五、结论介质切割法的提出,对最佳切割<设计>各种宽频带同轴连接器的绝缘支撑,提高支撑段的截止频率,拓宽射频同轴连接器的工作频率范围,补偿因设计和制造出现的阻抗不连续,提供了手段。切割方法可以采用模具压制或机械切割。参考文献[1]陈肇扬、王新恩："K型连接器的研制"《连接器与开关1990首届年会论文集》[2]北京七五O信箱：《有关宽频带高温及抗辐射射频同轴连接器的研究》[3]孟祥刚译："新开发的10GHz<1.6/5.6mS>射频同轴连接器"《机电元件》1990年第二期[4]韦开河："弯式射频同轴连接器的补偿方法"《连接器与开关1990年首届年会论文集》降低射频连接器电压驻波比的研究陈天化蒉行方陈榴琴[摘要]本文分析影响直式射频连接器电压驻波比的主要因素,提出设计宽频带低驻波比射频连接器的基本原则、原理和计算方法,给出一些计算公式和试验数据。一、引言射频连接器是无线电电子设备和仪表中必不可少甚至是关键的电子元件。电压驻波比是射频连接器的一项极重要的电气参数。随着科学技术的进步,对射频连接器电压驻波比提出了越来越高的要求。许多连接器专家为此竭尽努力,取得了显著的进展。到了七十年代中后期,射频连接器的发展在国际上达到鼎盛时期,其主要标志是相继研制出21mm、14mm、7mm和3.5mm精密同轴连接器和各种精密转接器,工程用射频连接器的电压驻波比性能也有显著提高,扫频测量取代了点频测量,并且出现了时域测量技术。在国内,随着微波通信技术和测量方法的进步,分米波电视的发展,对连接器电压驻波比的要求也越来越高,如要求研制工作在0～18GHz驻波比小于1.30的SMA连接器、0～18GHz驻波比小于1.40的连接器电缆组件、0～1GHz驻波比小于1.05的分米波连接器以及驻波比小于1.02的各种精密转接器。研制工作到40GHz驻波比小于1.50的毫米波连接器也提到议事日程上,本研究的目的在于为研制宽频带低驻波比射频连接器提供设计依据。二、影响射频连接器驻波比的主要因素反射系数主要与传输线的阻抗均匀性有关。简单地说,在连接器内,凡阻抗偏离标称特性阻抗值的地方,都会引起反射。射频连接器实质上是一段带有连接机构、电缆夹紧装置和其他装置的非均匀同轴线。以直式连接器为例,与均匀同轴线相比,它有三处明显的不均匀：绝缘支撑区域、导体尺寸过渡区域和连接器到电缆的结合部。在这些地方,都存在着导体直径尺寸或导体形状的变化,因而出现了不连续电容,引起反射。还有一些引起反射的其他因素,例如导体连接间隙、导体直径尺寸偏差、内外导体偏心率、接触件上的槽缝、介质介电常数偏差和导体表面粗糙度等等。但上述三处却是连接器内部的三大反射源,只要把它们引起的反射降低到可以容许的程度,其他的就不难解决了。三、降低射频连接器驻波比的途径1.最佳绝缘支撑的设计射频连接器几乎都有绝缘支撑,支撑的结构型式很多,最普遍采用的有如图1所示的两种。由于支撑的介入,势必发生导体直径尺寸的阶梯突变,破坏了传输线的均匀性。从理论分析可知[1],同轴线导体直径尺寸的突变,等效于在突变截面上并联一个不连续电容,这个电容可按参考资料[2]提供的公式精确计算。为消除不连续电容引起的反射,必须采取补偿措施,其方法有两种：一种是高抗补偿<图1a>,另一种是共面补偿<图1b>。<b>图1如何计算如图1所示的导体直径同时反向突变引起的不连续电容呢？国外资料曾经报道过两种不同的计算方法。第一种方法认为总不连续电容等于内外导体突变的两种最坏组合所形成的单台阶不连续电容之和[3],即Cd=πDCd1＇<α1、τ1>+πdCd2＇<α1、τ2><1>α1=EQ\F<D-d,D-d1>,τ1=EQ\F<D,d1>α2=EQ\F<D-d,D1-d>,τ2=EQ\F<D1,d>第二种方法假定,在导体突变区域的内外导体之间存在着一个理想等位圆柱面,其直径可按下式计算[4]：<2>总不连续电容等于由这个等位圆柱面和突变内外导体分别组成的两个单台阶突变所形成的不连续电容的串联,即Cd=πD0EQ\F<Cd1＇<α1、τ1>Cd2＇<α2、τ2>,Cd1＇<α1、τ1>+Cd2＇<α2、τ2>><3>α1=EQ\F<D0-d,D0-d1>,τ1=EQ\F<D0,d1>α2=EQ\F<D-D0,D1-D0>,τ2=EQ\F<D1,D0>两种计算方法得出截然不同的结果。图2是以L27型连接器绝缘子为例计算出的曲线。可以看出,第一种结果表明总不连续电容随外导体外削深度百分比而变化<曲线1>。当外导体外削深度为完全外削<内导体无内削>深度的20%左右时,总不连续电容最小。而第二种结果却表明总不连续电容几乎与外导体外削深度无关<曲线2>。根据自己的研究和试验,我们认为后一种计算方法比较合乎实际,与试验结果颇接近。按此方法设计出的连接器大多能获得满意的结果,由此看来,设计绝缘支撑时,未必要遵循外导体外削深度应控制在完全外削深度的20%左右的原则。图2可以用提高介质区域特性阻抗即增大电感的方法来补偿不连续电容。这种方法称高抗补偿。介质区域的最佳阻抗值可按下式确定[5]：<4>式中ω=2πf0,f0是设计中心频率,θ=,ε是介质相对介电常数,λ0是真空波长,是绝缘子宽度。Z1值可用逐次逼近法求得。显然,当工作频率偏离f0时,补偿是不充分或过量的,因而将有残余反射。仅当频带不宽或驻波比要求不很苛刻时才采用高抗补偿方法。为了获得宽频带低驻波比性能,应当采用图1b所示的共面补偿绝缘子。共面补偿方法是使介质区域内的阻抗等于标称特性阻抗,通过去除介质端面的部分介质以提高电感来就地补偿不连续电容。介质凹槽深度δ可按下式计算：δ=18×1012×<5>式中是介质凹槽区域的等效介电常数。必须指出,在计算总不连续电容时,必须考虑临近效应的影响和频率的变化而加以修正。2.导体直径尺寸过渡段的最佳设计在转接器或电缆连接器中,由于接口尺寸的差别,也不可避免地存在着导体截面尺寸由小变大或由大变小的过渡。为了把过渡段不连续电容引起的反射减至最小,通常有三种过渡方式：直角过渡、锥形过渡和抛物线过渡。后两种过渡方式由于加工复杂,精度难以保证而越来越少被采用。相反,由于加工方便,精度容易控制,在现行的连接器<包括精密型>中几乎都采用如图3所示的直角过渡型式。这种过渡的原理是通过错开内外导体直径突变的截面提高电感,补偿电容,使电路呈中性。这也是高抗补偿。图3错开距离a的数值如何精确计算？目前尚未查到严格推导的理论计算公式。人们普遍采用下列的经验公式：a=,＜3时<6>K=3.09<对于50Ω空气线>或3.04<对于75Ω空气线>。当2＜＜5时,a≈<7>对于各种不同的过渡尺寸,K=3.09是否都是最佳值？适用频率范围达多少？这是本研究的又一重要内容。利用高精度驻波电桥和精密终端负载,取D=7,改变D1和a,对五种不同过渡比的转接器进行驻波比测试。尽管试验是初步的,但其结果颇能说明问题：<1>取K=3.09,在FD1＜4GHz·cm的范围内,驻波比可小于1.05。这个经典结论无疑是正确的。<2>对于不同的过渡比,K=3.09只是折衷值,未必都是最优值。K即a的数值对驻波比影响是极为敏感的。<3>当K的数值最优时,对于同一给定的驻波比界限,可使工作频率范围大大拓宽,远远超过4GHz·cm。因此,必须通过精心试验找出K的最优值并对过渡尺寸a严格控制,才能试制出宽频带低驻波比的连接器或转接器。3.连接器与电缆结合部的设计考虑在连接器与电缆的结合部,通常也存在着导体直径尺寸突变的情况。此外,对于配接广播电视系统和微波工程中广泛使用的皱纹管电缆的连接器来说,还存在着导体形状的变化问题,即由光滑导体变为螺旋或圆环皱纹管状导体。这是这类连接器的特殊问题。如何计算皱纹管导体的有效直径？通常有两种算法,一种取算术平均值,另一种取几何平均值。哪一种准确？本研究为此进行了一些试验,结果表明,电缆皱纹管内导体的等效外径比其算术平均值大5～7%,而皱纹管外导体的等效内径比其算术平均值小2～3%。为了获得最佳的驻波比性能,应使连接器和电缆的导体直径尺寸尽量接近。对于不可避免的导体直径突变,可按前述方法给予补偿。传输线导体形状由光滑变成皱纹时会不会引起附加的不连续电容？这个问题有待进一步研究。4.内导体连接间隙的控制在射频连接器转接器中,导体的连接间隙是无法削除的。为不损坏连接器,降低成本,通常的设计是保证外导体连接间隙为0,允许内导体上存在一个连接间隙。这个间隙会引起附加反射,其容许值取决于驻波比性能要求。理论分析计算和试验结果表明[6],对于L16型同轴连接器,0.5mm的内导体连接间隙在10GHz时可能引起1.09的驻波比,在17GHz时可能引起1.15的驻波比。这是不容忽视的数值。可见为了在10GHz以上获得低驻波比性能,必须严格控制连接器或转接器的内外导体轴向尺寸公差。5.导体尺寸公差和介电常数偏差的影响导体尺寸公差和介质相对介电常数的偏差都会引起连接器特性阻抗偏差。对于50Ω空气线：<8>对于50Ω的介质线,<9>以IF45型分米波连接器为例,设内导体尺寸公差为±0.05,外导体尺寸公差为±0.1,△ε=±0.1,则空气段的阻抗偏差为±0.65Ω,介质段的阻抗偏差为±1.66Ω,由此引起的电压驻波比分别为1.013和1.033。可见,为了获得低驻波比,必须适当控制导体尺寸公差精度,尤其要注意介质相对介电常数的设计值与实际值的良好吻合。四、设计宽频带低驻波比连接器的基本原则设计宽频带低驻波比连接器必须遵循以下三个基本原则[3]：1.不要企求用提高或降低一段传输线的特性阻抗来补偿导体直径突变、导体槽缝或间隙等引起的不连续电容。为了获得最佳的宽带性能,通常应使连接器的每一长度单元上尽可能保持一致的特性阻抗。2.应首先使未被补偿的不连续电容减至最小,然后,对于每一个不可避免的不连续电容采取单独的共面或高抗补偿,并通过分离试验力求获得最佳效果。3.应通过结构设计或表面处理把机械公差、磨损和介质材料对驻波比的影响减至最小。这三个原则有时会有矛盾,只能根据需要和可能折衷考虑。五、结束语研制低驻波比特别是精密型同轴连接器是一件很艰巨的工作,必须灵活应用原则,不断进行科学试验方能奏效。就驻波比研究本身来说,也还有大量的工作<包括测试方法的研究>可做。愿本文的发表能对这项工作起到促进作用。参考文献[1]同轴线中的不连续性ProcIRE32No11P695～7091944[2]同轴线阶梯电容的计算IEEETransVolMTT-15No.1P48-531967[3]研制精密同轴标准和元件的一些基本设计原则IEEETransVolMTT-14No.11966.1分米波法兰连接器结构设计的特点及分析李明德[摘要]分米波法兰连接器是广泛应用在广播电视发射机和差转机上连接主馈、分馈电缆的重要电气元件。它具有功率容量大、电压驻波比低和连接方便可靠等特点。本文针对决定其性能优劣的结构：界面、传输腔体、绝缘支撑、过渡、配接电缆和充气密封等进行了分析,并指出了它的结构设计特点和设计方法。[关键词]分米波法兰连接器结构设计1引言分米波兰连接器是区别于螺纹式连接、卡口式连接和推拉式连接机构的具有法兰盘连接机构的射频同轴连接器。早在六十年代,美国电子工业协会<EIA>就制订了关于法兰连接器与半空气介质同轴电缆的RS-258<50Ω>系列标准。确定了其界面结构形式,通常称为EIA法兰连接器系列。到七十年代,国际电工委员会<IEC>制订了IEC339-1、IEC339-2通用硬同轴传输线及其法兰连接器总规范和详细规范,作为国际通用标准在全世界推广。其中不仅包括了EIA法兰连接器系列的全部界面结构,而且在此基础上扩展补充了新的界面结构内容。分米波法兰连接器是指主要用在分米波电视发射机、差转机的天馈系统,连接主馈电缆或分缆电缆<通常是半空气介质皱纹导体同轴电缆>的法兰连接器,该连接器也常应用在微波通讯的高频回路中。由于它的法兰盘结构与硬同轴传输线用法兰连接器的接口界面尺寸相同,因而亦可在分米波电视发射机、差转机的馈线系统中作为软硬馈线之间的转接。根据分米波电视发射机、差转机整机及其天馈系统的要求,分米波法兰连接器必须具备功率容量大、电压驻波比低,与半空气介质皱纹导体同轴电缆连接可靠且具有充气密封结构等特点。不同功率等级的整机需要的法兰连接器规格也不同。这些连接器与整机的使用功率等级、配接馈线的规格等对应关系如表1。表1使用功率等级1KW及以下1～3KW10KW30KW30～60KW馈线规格名称＂<SDY-50-20>1＂<SDY50-40>3＂<SDY50-80>5＂6＂法兰连接器系列F22F40F80F125F155国外同类产品名称＂1＂3＂5＂6＂这些系列连接器在其结构设计上,如连接机构、界面、内导体系统、传输腔体、绝缘支撑、过渡设计、充气密封和电缆夹紧装置等结构均具有独自的特点,正是这些特点,奠定了其低电压驻波比的基础,满足了分米波电视发射机、差转机整机对连接器各项性能的要求。2界面和连接机构分米波法兰连接器的界面和连接法兰盘的结构尺寸符合RS-258EIA标准和IEC339-2标准。其连接结构如图1。1.插孔2.法兰盘3.定位销4.双向插针5.绝缘支撑图1分米波法兰连接器的界面和连接机构由图1可见,该连接结构是由一个双向内连接体和两个外导体法兰盘组成。它不分插头还是插座。连接时,两端为同一种法兰连接器,中间由一个双向内连接体把两端的插孔连接起来构成内导体系统。双向内连接体是一个两端为弹性插针中间装有一绝缘支撑的组件。如图1中4、5所示。一个法兰连接器插上双向内连接体<又称卡塞>可视为阳性插头,拔去即可视为阴性插孔连接器。这种结构既满足了连接方便可靠的要求,又达到较其它结构通用件多,整件零件少,节约材料降低生产成本的目的。双向内连接体既起到对内导体系统连成一体的作用,同时也起到使两连接器的外导体连成一体保证其同轴的作用。法兰盘上设有定位销钉,安装时帮助迅速定位对接,又进一步保证两连接器内外导体的同轴度。射频同轴连接器的内导体系统通常由插针和插孔组成,如图2。通常在插孔上开两槽或多槽形成弹性插孔。材料选用锡磷青铜或铍青铜,插针为实体针状。而分米波法兰连接器组成内导体系统的插针和插孔则与上相反,插孔不开槽,而插针设计成具有弹性结构的形式,开四槽或多槽,如图1中1、4所示。这种结构仍保证了可靠的电接触,而避免了因插孔开槽引起内导体外径的变化导致的特性阻抗的变化,从而降低了电压驻波比<1>。这种界面和连接结构要求双向内连接体必须做完全对称设计,并且和常规设计一样要控制针孔配合间隙。图2一般射频连接器的内导体系统3传输腔体分米波法兰连接器的传输腔体的结构如图3所示。由图3可见,该结构是一个除绝缘支撑外全由空气充满的结构。为了固定绝缘支撑,设置了一个金属衬套,衬套和外导体上开的孔是为了满足充气的需要。这种结构避免了引入其它介质导致对特性阻抗的影响<2>。同时提供一个比较稳定和准确的标称阻抗段,作为整个连接器标称特性阻抗的基础,有利于降低电压驻波比。1.外导体2.内导体3.绝缘支撑4.衬套5.充气孔图3传输腔体结构金属衬套的设置,充当了外导体的一部分,其内径的选择要有利于与配接电缆的过渡设计,既要起到固定绝缘支撑的作用,又要避免使传输腔体产生较大阶跃。总之要有利于保持特性阻抗的均匀性和连续性,这样也就有利于降低电压驻波比。衬套上的通气孔,以满足充气要求为宜,不宜多和大。传输腔体处于界面和电缆夹紧装置之间,内导体系统前有双向内连接体的绝缘支撑,后有电缆对内导体的支撑固定,因而再单设一个绝缘支撑则可满足支撑内导体的功能。绝缘支撑到界面之间空气段的距离越接近外导体内径的两倍越好。不宜引起高次模<3>。4绝缘支撑和过渡设计分米波法兰连接器的绝缘支撑<图3中之3>结构设计通常采用共面补偿的结构。对于共面补偿结构具体尺寸的确定,其它文章多次给出,这里不再述之。过渡设计这里是指由连接器到配接电缆之间的过渡结构设计。分米波法兰连接器配接的馈线多为半空气介质皱纹导体的射频同轴电缆,如图4中b、c所示。由连接器到同轴电缆,要实现由空气介质过渡到有螺旋支撑的半空气介质,内导体由表面光滑的内导体过渡到表面粗糙度较差的导体或皱纹导体,外导体由光滑的内表面过渡到皱纹外导体,这些状况必然要引起不连续电容,造成反射。对此必须进行补偿设计。其方法通常是在接近配接电缆处设置一个用绝缘材料制成的补偿环,使得该处相对介电常数εr数值介于空气和半空气介质之间,起到"缓冲"过渡作用。若连接器的外导体内径与电缆的外导体内径相差悬殊,则要考虑应用另一种补偿方法