高性能心电放大器的硬件设计-终稿

河南科技大学毕业设计（论文）PAGEV高性能心电放大器的硬件设计摘要本硬件电路设计主要用于实现心电信号放大与调理。心电放大器主要由前置级、光电耦合级、后级放大滤波电路和50HZ陷波器等四部分组成。从体表获得心电信号后，通过心电导联输入心电放大器。心电信号首先经过前置放大器放大。为了提高前置放大器的共模抑制效果，前置放大器采用了右腿驱动技术及屏蔽驱动技术。为防止过高电压、电流对人体及仪器造成危害，在前放的两输入端设置了保护电路。前置级和后级放大滤波级之间设置有隔离级，整个隔离级采用了浮地形式和光电耦合隔离技术，这一级的设置实现了人体与电气的隔离，不但保障了人体的绝对安全，而且消除了地线中的干扰电流。信号经过隔离后进入后级滤波放大电路，滤除高频干扰后，再经一个50Hz陷波器进一步抑制工频的干扰。实验结果表明，以LM358型运放构成的前置放大器、一阶有源高通、二阶有源低通滤波器和光电耦合器为主要部件的高性能心电放大器可实现输出电压高增益、低噪声、高灵敏度、保证心电信号清晰稳定、满足临床监护以及病理分析的要求。关键词心电放大器，前置放大器，光电耦合器，带通滤波器，带阻滤波器

ThehardwaredesignofHigh-performancepowerElectrocardiogramAmplifier(ECG)AbstractThehardwarecircuitdesignprimarilyfortheachievementofheartelectricalsignalenlargedandmanagement.ElectrocardiogramAmplifier(ECG)isprimarilymadeupofpreamplifier,PVcouplingclass,band-passfilterandbackamplifiercircuitanda50Hznoiserejector.Theelectricalsignalwhichisobtainedfromtheskinsurfaceimportedheartamplifierviatheelectrocardiaclead.Theheartelectricalsignalisfirstlyenlargedbythepreamplifier.Inordertoenhancethetotalmodulescontain,thepreamplifierusedrightlegdrivedriventechnologiesandshieldingtechnology.Topreventexcessivevoltageandcurrentfromharmingtothehumanbodyandequipment,theprotectioncircuitsaresettedbeforethepreamplifier.Thereisseclusioncircuitbetweenthepreamplifierandband-passfilterandbackamplifiercircuit.TheseclusionclassadoptsafloatinggroundformsandPVcouplingseparationtechnology.Thislevelseparatethehumanbodyandelectrical.Notonlyabsoluteguaranteehumansecurity,buteliminatetheinterferenceoftheearthcurrents.Afterseparated,thesignalimportsband-passfilterandbackamplifiercircuitinordertoseparatehigh-frequencyinterfere,andthenthrougha50Hznoiserejectorfinallytoseparateindustrialfrequency.ThedesignofElectrocardiogramAmplifier(ECG)ismainlyconsistedofapreamplifierandaband-passfiltercircuit,whichismadeupoftwoLM358andfourHA17741operationalamplifiers,twophotoelectriccoupler,someresistancesandcapacitances.Experimentalresultsshowthatitcanachievehighgain,highsensitivityandlownoise.Itcanmakeelectrocardiogramstableandclear.KEYWORDSElectrocardiogramAmplifier(ECG),Preamplifier,Photoelectriccoupler，Band-passfilter，Noiserejector河南科技大学毕业设计（论文）目录TOC\o"1-2"\h\z前言 1第一章系统简述 2§1.1有关心电检测中的主要概念 2§1.1.1心电图 2§1.1.2心电导联 3§1.2心电信号的基本特征 4§1.3心电放大器的设计要求 5§1.4总体电路框图 7第二章高性能心电放大器电路设计 9§2.1心电放大器前置级原理和电路 9§2.1.1采用非仪用放大器进行设计-三运放差分放大电路 9§2.1.2采用仪用放大器进行设计 11§2.1.3方案选择 16§2.2心电放大器的后级放大滤波电路 16§2.3双T有源带阻滤波器 21§2.4隔离级设计 22§2.4.1浮地设置 23§2.4.1光电耦合级 23§2.5保护电路 27§2.6共模信号抑制电路 28§2.6.1共模信号抑制 28§2.6.2共模抑制电路的设计 28§2.7心电放大器整体电路图 29§2.8运用Protel99SE进行的PCB板制作 30第三章电路在EWB中的模拟仿真 31§3.1单元电路仿真 31§3.1.1前置放大级的仿真 31§3.1.2后级放大滤波电路 31§3.1.350HZ陷波器 33§3.2整体电路仿真 33§3.2.1电路共模抑制比的测量 33§3.2.2电路滤波效果 34§3.3仿真结果 35第四章心电放大电路硬件电路的调试 36结论 37参考文献 38致谢 40附录 41河南科技大学毕业设计（论文）PAGE44前言当前社会,心脏病等心血管导致的死亡人数不断增多，给全世界人民造成了极大的威胁,号称“头号杀手”。由于心脏病有突发性以及长久性等特点，对心脏病人需要长期的治疗和监护。然而，要针对心脏病情，首先要做的就是了解心电信号的特点。信号十分微弱，常见的心电频率一般在0.05—100Hz之间，能量主要集中在17Hz附近，幅度小于5mV，心电电极阻抗较大，一般在几百千欧以上。由于心电信号有它的特殊性，只要抓住其本质，那么对心电做相关处理也就简单了。可以看到，当前市场上已经出现了很多有关心电检测的医用仪器。随着科学技术的发展与社会的进步，心电仪器也会进一步地增加更多的功能，不仅为诊断、治疗病人提供了便利，还为将来更先进的仪器打下了坚实的基础。同时，还有很多产品如心电发生器，它也是高新技术的结晶，其中包含了几乎所有心电信号的模板，如不同频率的正常心电信号，不同病态的心电信号，为实际的临床应用提供了不少的帮助。硬件电路是医用仪器性能的载体，是仪器设计的灵魂部分。要用什么芯片，怎样设计电路，才更能体现实际应用的价值，这是至关重要的。一个产品性能、质量的高低关系到临床应用中检测结果的好坏，也就是说关系到病人的生命安全问题，所以研究相关课题的意义就非常重大。心电监护仪等产品都需要对心电进行最基本的处理，其前置放大电路及后级放大滤波电路设计性能的高低直接影响到整个仪器的性能，如对心电信号滤波效果的好坏；对人体、仪器是否有保护功能；是否低功耗、便于携带；还有可以决定仪器是否能基于GSM网络的心电检测等等。各种各样的医疗仪器，为医生诊治病人提供了强有力的手段，延伸了医生的感觉器官，开辟了新领域。为了解仪器内部电路原理，所以选择了本课题。河南科技大学毕业设计（论文）第一章系统简述§1.1有关心电检测中的主要概念§1.1.1心电图心脏是循环系统中重要的器官。由于心脏不断地进行有节奏的收缩和舒张活动，血液才能在闭锁的循环系统中不停地流动。心脏在机械性收缩之前，首先产生电激动，心肌激动所产生的微小电流可经过身体组织传导到体表，使体表不同部位产生不同的电位。如果在体表放置两个电极，分别用导线联接到心电图机(即精密的电流计)的两端，它会按照心脏激动的时间顺序，将体表两点间的电位差记录下来，形成一条连续的曲线，这就是心电图[1]。如图1-1各种各样的心电图：a.标准的心电图[1]b.带噪声的正常心电图[2]c.右心室肥厚RightVentricularHypertrophy[3]图1-1正常与病态心电图心电图可分为普通心电图、24小时动态心电图、His束电图、食管导联心电图、人工心脏起搏心电图等。应用最广泛的是普通心电图及24小时动态心电图。普通心电图应用范围如下：1、对心律失常和传导障碍具有重要的诊断价值。2、对心肌梗塞的诊断有很高的准确性，它不仅能确定有无心肌梗塞，而且还可确定梗塞的病变期部位范围以及演变过程。3、对房室肌大、心肌炎、心肌病、冠状动脉供血不足和心包炎的诊断有较大的帮助。4、能够帮助了解某些药物（如洋地黄、奎尼丁）和电解质紊乱对心肌的作用。5、心电图作为一种电信息的时间标志，常为心音图、超声心动图、阻抗血流图等心功能测定以及其他心脏电生理研究同步描纪，以利于确定时间。6、心电监护已广泛应用于手术、麻醉、用药观察、航天、体育等的心电监测以及危重病人的抢救[1]。§1.1.2心电导联所谓心电导联就是心脏除极、复极过程中产生的心电向量，通过容积导电传至身体各部，并产生电位差，将两电极置于人体的任何两点与心电图机连接，就可描记出心电图，这种放置电极并与心电图机连接的线路，称为心电导联（lead）。临床常用的导联方式有肢体导联和胸前导联，肢体导联又有标准导联和加压单极肢体导联之分。临床中广泛应用的是标准十二导联系统，分别记为Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ三个标准导联，aVR、aVL、aVF三个加压导联以及V1-V6六个胸极导联。其中Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ主要是反应左手、右手以及左腿任两电极间的电压差，无探查电极和无关电极之分，是双极导联。双极导联就是拾取两个测试点的电位差。aVR-V6是单极导联，就是拾取某一点相对参考的电位。由一个无关电极和探查电极所组成，其P波明显，利于诊断心律失常（V1）和左前壁心肌缺血（V5、V6）。标准导联的特点广泛地反映了心脏的大概情况，如：后壁心肌梗塞、心律失常等，往往Ⅱ、Ⅲ导联可以记录到清晰的波形。§1.2心电信号的基本特征1、微弱性从人体体表拾取的心电信号很微弱，一般只有0.05-5mv。在测量中，对于如此微弱的信号，很难进行直接观察或记录，必须通过放大器适当的放大后再输给显示与记录装置。2、不稳定性人体心电信号处于动态变化之中。由于人体是一个与外界有密切关系的开放系统，加之内部存在着器官间的相互影响，所以，无论来自外部或内部的刺激，都会使人体因适应这一变化，而从一种状态变化到另一种状态，从而使人体信号发生相应的变化。因此，在对心电信号进行测量、分析和处理时，应该注意到它是随时间变化的信号，应按其频谱特性，选择适当的放大系数和显示记录装置。3、低频特性人体心电信号的频谱范围为0.05-100Hz，其频率是比较低的。4、随机性人体心电信号是反映人体机能的信号，它是整个人体系统信息的一部分。由于人体的不均匀性以及可接收多通道输入，信息易随外界干扰而变化，从而使心电信号表现出随机性。不过，如果对心脏自发放电的时间空间构型进行统计分析，就可以发现放电的内在规律。因此，这种随机现象服从统计规律。在心电信号的测量中，既要注意到它的随机性，又不可忽视其内在的规律性[4]。§1.3心电放大器的设计要求由于人体的心电信号有微弱、低频、易受干扰、不稳定、随机等特点，这使得对心电放大器的设计必须达到以下要求。1、增益由于心电信号非常微弱，只有0.05-5mV。而心电放大器增益的常规设计要求心电在正常输入时，即输入为1mv时，输出电平达到1V左右(A/D转换器的参考电压为5V)，所以心电放大器的放大倍数很高，为1000左右。在心电放大器输入回路内，由于电极和皮肤分泌液之间存在着复杂的离子交换过程，在其接触面形成极化电动势Epl和Ep2，其多功能便携式心电监护仪的研制大小与电极材料、形状、皮肤的分泌状况的有关极化电动势作为直流共模输入到心电放大器，如果Epl=Ep2并由放大器本身的CMRR予以抑制，保持了静态工作点的稳定。如果EplEp2，则其差值部分与心电信号一起，由心电放大器放大。由于其差值可能达到数百毫伏的程度，这比心电信号大得多，势必造成前置放大器静态工作点的偏离，甚至进入截止或饱和，引起心电放大器的阻塞，所以前置放大器的增益不能太大。2、频率响应频率响应表明仪器工作的频率范围，它是衡量系统增益随频率变化的一个尺度。为了减少不需要的带外噪声，心电信号用高通和低通滤波器来压缩通频带。通频带内覆盖心电信号的一切频率，通频带的上下范围以士3dB的频率表示。由于人体心电信号的频谱范围为0.05-100HZ,所以，要求心电放大器的频率响应为0.05-100HZ，而且要求在此频率范围内线性地放大各种频率成分以及保持各成分的相角不变。只有这样，经过心电放大器的心电信号才具有可靠的诊断价值。3、高输入阻抗心电放大器输入阻抗的设计取决于被测对象，即人体的阻抗特性，所使用的电极类型以及与人体的接触界面。心电放大器通过电极连接到人体身上。由放大器的输入端向人体方向看去，从电极、导电膏、皮肤(角质层、粒层、汗腺)、组织液到心脏外壁形成了信号源阻抗，这个源阻抗可看作由一组串并联的电阻及电容组成。在低频的情况下，这个源阻抗为纯电阻。显然它包括人体电阻(R),皮肤电阻及电极与皮肤的接触电阻(RO)，那么电阻RX=R+RO(RO>R)。人体内组织液是一种电解质，所以R与组织液离子浓度有关。RO不仅与皮肤和电极接触松紧有关，还与皮肤的干湿、清洁度及每个人角质层的厚薄有关。由于心电信号源阻抗具有高阻抗的特性，而心电信号是微弱的，若心电放大器的输入阻抗不高，那么经过分压后，心电放大器输入端的信号就非常微弱了。心电信号损失严重，而且信号源过负荷使心电信号产生畸变。信号源阻抗不仅因人而异，因生理状态而异，而且在测量时，与电极的安放位置，电极本身的物理状态都有密切的关系。源阻抗的不稳定，将使放大器电压增益不稳定，从而造成难以修正的测量误差。所以只有较高的输入阻抗，才能确保增益的稳定性.设两个电极与皮肤的接触电阻为RS1,RS2，如果RS1不等于RS2，不可避免的就会把共模干扰信号转化为电路无法克服的差模信号.只有增大心电放大器的输入阻抗，才能减少其影响。此外,由于心电放大器的测量对象是人体，易受工频、射频等干扰，只有提高输入阻抗，才能有效地抑制这些千扰。信号源阻抗一般在数K至数十K之间，心电放大器的输入阻抗应该比源阻抗高两个数量级，故一般取5.1M或20OM，才能不失真地引出心电信号。4、高共模抑制比正如上段所说，电极与皮肤接触引起的极化电动势作为直流共模干扰输入到心电放大器，其值可能达到数百毫伏的程度，远比心电信号大得多。而且心电信号的探测要受到现场很多电气设备运行时的干扰，尤其是市电的共模干扰，还有其他共模干扰常把微弱的心电信号淹没。共模抑制比(CMRR)是衡量心电放大器对共模干扰抑制能力的一个重要指标，也是克服温度漂移的重要因素。常被定义为放大器差模增益和共模增益之比。为了防止心电信号的输出被淹没在50Hz、电极极化电压或其他共模干扰电压之下，一般要求CMRR应达到90dB以上。5、低噪声、低漂移在心电放大器中，由于增益较高，噪声和漂移是两个较重要的参数。心电放大器运行过程中的噪声主要表现为电子线路的固有热噪声和散粒噪声，这都属于白噪声，其幅值成正态分布。为了获得一定信噪比的输出信号，对放大器的低噪声性能有严格的要求。所以在设计心电放大器时应尽量选用低噪声元件，以降低噪声并进一步提高输入阻抗。另外,温度变化会造成零点漂移，心电放大器基线漂移本质上是由于心电放大器的输入端引入了直流电压增益的缘故，电极和皮肤间接触电阻、电极本身电阻的变化和电极电位的改变都会增大基线漂移。漂移现象限制了放大器的输入范围，使得微弱的缓变信号无法被放大。而心电信号具有很低的频率成分，为了能正常的测量，必须采取措施来限制放大器的漂移。所以放大器应选用低漂移、高输入阻抗并具有高共模抑制比的集成运放电路。综上所述，心电放大器的设计有如下五点要求:1、增益为1000左右;2、频率响应为0.05-100HZ;3、输入阻抗大于10M;4、共模抑制比大于90dB;5、低噪声、低漂移。另外,考虑到监护仪的便携特性，所以在选择放大器时,还要适当的考虑到其功耗及体积的特性，以便更好地降低整机的功耗和体积。§1.4总体电路框图本电路设计主要是由五部分构成。1、放大电路放大器是硬件电路的关键所在，设计的好坏直接影响信号的质量，从而影响到仪器的特性。2、共模信号抑制电路本设计使用了右腿驱动电路，它不仅可以消除其中的共模电压，还能提高共模抑制比，使信号输出的质量得到提高。3、隔离级设计为了人体安全及对交流电源短泄漏采取保护措施，通常的生物电信号测量技术要采用前置级浮地形式和电气隔离，以便实现人体与电气的隔离，设计中，电气隔离采用了光电耦合技术。4、高频信号滤除的电路心电频率一般在0.05--100Hz之间，能量主要集中在17Hz附近，幅度微小，为0.1-5mV，所以要对100Hz以内的信号进行保护，从而把0.05--100Hz以外的高低频信号全部滤除。5、50Hz陷波电路本设计主要是采用了双T带阻滤波电路，它能够对某一频段的信号进行滤除，对于电源工频产生的50Hz的噪声，它能有效选择滤除；心电放大电路设计总框图如图1-2图1－2心电放大器电路设计总框图第二章高性能心电放大器电路设计§2.1心电放大器前置级原理和电路生理测量仪的放大电路设计应满足以下基本要求：过程中不允许影响正常的生理过程。2、测得的生理信号不得失真。3、最大可能地将信号与各种干扰信号分离。4、一旦有电击事故发生必须对病人提供有效的保护。以上基本要求中，1、2、4均直接与前置放大器设计的优劣有关，而3主要靠后级的滤波电路实现，但仍依赖于前置级的成功设计。根据以上所述及心电信号的特点，前置级应该满足下述要求：1、高输入阻抗。被提取的心电信号是不稳定的高内阻源的微弱信号，为了减少信号源内阻的影响，必须提高放大器输入阻抗。一般情况下，信号源的内阻为100kΩ，则放大器的输入阻抗应大于1MΩ。2、高共模抑制比CMRR。人体所携带的工频干扰以及所测量的参数以外的生理作用的干扰，一般为共模干扰，前置级须采用CMRR高的差动放大形式，能减少共模干扰向差模干扰转化。3、低噪声、低漂移。主要作用是对信号源的影响小，拾取信号的能力强，以及能够使输出稳定。前置放大器可采用仪用放大器进行设计，也可采用非仪用放大器进行设计。§2.1.1采用非仪用放大器进行设计-三运放差分放大电路如图所示的同相并联三运放结构，这种结构可以较好地满足上面三条要求。放大器的第=1\*ROMANI级主要用来提高整个放大电路的输入阻抗。第=2\*ROMANII级采用差动电路用以提高共模抑制比。图2—1同相并联型差分放大器的电路原理图由上图看到，放大器是由第一级两个运放U1和U2并联，然后与第二级运放U3串联构成的基本放大器.设输入电压为和,运放U1和U2的输出端电压分别为和,运放U3的输出电压为.由于理想运放输入电流近似为零,所以运放U1和U2是电压跟随器,所以(2-1)对于第二级运放,其输出电压为(2-2)将(2-1)代入(2-2)得,同相并联差分放大器的放大倍数为(2-3)这样的电路有以下几个优点：=1\*GB3①U1、U2提高了差模信号与共模信号之比，即提高了信噪比，因差模信号按差模增益比放大，远高于共模成分（噪声）；=2\*GB3②决定增益的电阻（R1、R2、R3）对共模抑制比KCMR没有影响，因此电阻的容差不重要，R1、R2的失配仅使两输出端之间的差模增益失配，与KCMR相比，这一点并不重要。电路的另一个特点是对共模输入信号没有放大作用，共模电压增益接近于零。这个因素不仅与实际的共模输入有关，而且也与U1和U2的失配电压和漂移有关。如果U1和U2有相等的漂移速率，且向同一方向漂移，那么漂移就作为共模信号出现，没有被放大，还能被第二级抑制。这样对于U1和U2的漂移要求就会降低。U1和U2前置放大级的差模增益要做得尽可能高，相比之下，第二级U3的漂移和共模误差就可以忽略，对放大器的要求就可以大大降低。当R1=R3，R4=R5,R6=R7时，两级的总增益为两个差模增益的乘积,见公式（2－3）。由此可知，上述电路具有输入阻抗高，共模抑制比高等优点，可作为通用仪用放大器使用[1]。§2.1.2采用仪用放大器进行设计前置级的设计参数主要由处在最前端的仪用放大器决定。一旦仪用放大器决定则前置级参数便基本确定。设计时应当考虑仪用放大器的增益，一般来说共模抑制比随增益增大而有所提高，但考虑到前置级对整个放大电路噪声的贡献，假设对于多级放大器，若以N1、N2……分别表示各级噪声系数，以P1、P2……表示各级的功率增益，则整个放大电路的噪声系数N表示为N=N1+（2-4）放大器的噪声性能一般随第一级增益的提高而明显变差，特别是集成器件噪声性能一般比分立元件差。特别是集成器件噪声性能一般比分立元件差。因此，第一级增益不宜取值过度，一般G<20为宜。方案（一）：利用仪用放大器AD620来设计放大电路1、器件性能选用低功耗、低电压的仪表放大器AD620作为前置放大器的核心器件，可满足心电前置放大器高输入阻抗、低噪声、低漂移的设计要求。如图2-2所示是其引脚分布图。AD620具有高输入电阻、低输入偏置电流、低输入失调电流、低噪声、低功耗、小体积等特点，另外其增益G的调节直接由一个外部电阻控制要技术指标如下:图2-2AD620管脚图[5]低电源电流:50uA输入失调电压:125uV输入失调电流:0.3nA输入偏置电流:0.5nA最小共模抑制比:93dB(G=10)等效输入噪声电压:9nV/等效输入噪声电流:0.1pA/高输入电阻:10G功耗:最大650mW根据以上AD620的技术指标，可得出结论，凭其优异的性能,完全满足心电放大器的设计要求。且其极小的体积，较小的功耗为整个监护仅的体积和功耗的降低提供了可能.AD620的工作原理：AD620是在传统的三运放组合方式改进的基础上研制的单片仪用放大器。输入三极管Q1和Q2提供了唯一双极差分输入，因内部的超β处理，它的输入偏移电流比一般情况低10倍。通过Q1-A1-R1环路和Q2-A2-R2环路的反馈，保持了Q1，Q2集成极电流为常量，所以输入电压相当于加在外接电阻Rg的两端，从输入到A1/A2输出的差分放大倍数为（2-5）由A3组成的单位增益减法器消除了任何共模成分，而产生一个与REF管脚电位有关的单路输出。Rg的值还确定了前级运放的跨导。当Rg减小时，放大倍数增大，对输入三极管的跨导渐渐地增大，这具有明显的优点：放大倍数增加使得开环增益增大，因此减小了增益带宽乘积增加，因此频率响应得到改善；主要由输入三极管集成电极电流和基极电阻确定的输入电压噪声减小到9nV/。内部增益电阻R1和R2被精确确定24.7kΩ,使得运放增益精确地由Rg确定（2－6）图2-3AD620结构简图[5]AD620由于体积小、功耗低、噪声小及供电电源范围广等特点，使AD620特别适宜应用到诸如传感器接口、心电图监测仪、精密电压电流转换等应用场合[5]。2、电路原理为达到心电放大器的要求，我们采用了差动输入的方式，即将患者体表的电位差作为信号予以放大,如图2-4所示。图2-4心电放大前级原理图[6]1、输入阻抗差动输入电阻就是AD620的差动输入电阻值，可达到10G,因此满足心电放大器的要求。2、低噪声、低漂移根据仪表放大器AD620的参数，可以得到结论，即低噪声、低漂移。3、增益AD620的增益是通过外部的电阻Rg来调节的，可达到1-1000倍。增益的计算公式如（2－6）式所示。为了保证患者不受到可能的伤害并且保证前置放大器不工作在截止区，前置放大器的增益不能过大，因此我们设计了第一级的放大倍数不高于10倍。4、共模抑制比电路的共模抑制比主要由心电前级放大器决定，而AD620的93dB(G=10)的共模抑制比十分符合我们的设计要求。为了进一步提高前置放大器的共模抑制比同时抑制50HZ工频干扰，我们设计了激励系统，如图2-4所示，由TLC2254以及R1,R4,R6，R7和C1构成。人体的共模电压被两个阻值相等的电阻R6,R7检测出，经过TLC2254将其倒相、放大并反馈到人体上。这是个负反馈，其使共模电压降低。人体的位移电流不流到地，而是流到运放输出电路。就心电放大器来说，这样就减小了共模电压的拾取，并且有效地使病人接地。方案（二）：用INA128仪用仪表放大器来实现。一般说来，集成化仪用放大器具有很高的共模抑制比和输入阻抗，因而在传统的电路设计中都是把集成化仪器放大器作为前置放大器。然而，绝大多数的集成化仪器放大器，特别是集成化仪器放大器，它们的共模抑制比与增益相关：增益越高，共模抑制比越大。而集成化仪器放大器作为心电前置放大器时，由于极化电压的存在，前置放大器的增益只能在几十倍以内，这就使得集成化仪器放大器作为前置放大器时的共模抑制比不可能很高。有学者试图在前置放大器的输入端加上隔直电容（高通网络）来避免极化电压使高增益的前置放大器进入饱和状态，但由于信号源的内阻高，且两输入端不平衡，隔直电容（高通网络）使等共模干扰转变为差模干扰，结果适得其反，严重地损害了放大器的性能[6]。为了实现心电信号的放大，设计电路如下：图2-5采用INA128设计的前置放大电路[10]1.前级采用运放A1和A2组成并联型差动放大器。理论上不难证明，在运算放大器为理想的情况下，并联型差动放大器的输入阻抗为无穷大，共模抑制比也为无穷大。更值得一提的是，在理论上并联型差动放大器的共模抑制比与电路的外围电阻的精度和阻值无关。2．阻容耦合电路放在由并联型差动放大器构成的前级放大器和由仪器放大器构成的后级放大器之间，这样可为后级仪器放大器提高增益，进而提高电路的共模抑制比提供了条件。同时，由于前置放大器的输出阻抗很低，同时又采用共模驱动技术，避免了阻容耦合电路中的阻、容元件参数不对称（匹配）导致的共模干扰转换成差模干扰的情况发生。3.后级电路采用廉价的仪器放大器，将双端信号转换为单端信号输出。由于阻容耦合电路的隔直作用，后级的仪器放大器可以做到很高的增益，进而得到很高的共模抑制比。从理论上计算整个电路的共模抑制比为[6]：（2－7）式中：CMRTotal或CMRRTotal－放大器的总共模抑制比；CMR1第一级放大器的共模抑制比；CMR2或CMRR2第二级放大器的共模抑制比；A1d、A1c、A2d和A2c－分别为第一级放大器和第二级放大器的差模增益和共模增益。经过实际测量，图2-5所示的电路采用图中所给出的参数时，电路的共模抑制比在120dB以上。§2.1.3方案选择由于手头没有现成的AD620和INA128等芯片，本设计中暂不采用前两个芯片。虽然INA128在抑制共模信号有独特效果，但由于心电放大考虑到多方面的理由，INA128受约束的条件也较多；AD620是一个很好的放大器，只要用一个外部电阻就可以进行1—1000的放大倍数。不过它也是沿用了三运放差分电路的特点来进行信号的放大，再者三运放差分电路运用广泛，得到的效果也不错；而且用运放LM358组成的三运放差分电路具有典型性，简单易懂，适合毕业设计,作为学生对LM358的了解也比较深刻，做起课题也比较容易入手。三运放差分电路已经有它的历史，它也为以后更深远的研究等做好了铺垫。所以在选择放大电路的时候运用了三运放差分电路，来进行信号的放大§2.2心电放大器的后级放大滤波电路心电放大器的后级放大滤波电路如图2-6所示。图2-6心电放大器后级放大及滤波电路1、高通滤波器为了抑制直流漂移和放大器通带外的低频噪声，我们设计了一个简单的RC高通滤波器，如图2-7所示，图2-7高通滤波器R1和C1构成这个高通滤波器。这里我们取时间常数t=3S,由时间常数可以得到高通滤波器的转折频率为:（2－8）运放U1及电阻R2、R3、R12构成信号放大电路。其放大倍数为（2－9）2、低通滤波器低通滤波器就是对一定频率以下的信号允许通过。衰减很小，而对于某频率的信号则衰减很大的设备。一阶有源低通滤波器是在最基本的低通滤波器的基础上与集成运放结合在一起，如图2－8所示。图2－8一阶有源低通滤波器因集成运放有较大的增益较高的输入阻抗和较小的输出阻抗，因此可以弥补无源滤波的缺陷。其频率为（2－10）这种滤波器在频率超过截止频率时增益衰减的不够快，往往不能满足人们的要求。为了增加阻带区的衰减速度，可采用二阶有源低通滤波器，如图2－9所示图2－9二阶有源低通滤波器采用二阶低通滤波器比一阶滤波器具有更好的滤波效果。它实际上是在图2－8所示的一阶低通滤波器的基础上增加了一级RC电路而组成的。图2－10二阶低通滤波器幅频特性[8]在图2－9中，令两级RC电路的电阻值相等、电容值相等，并令Ｒf=Ｒ(Ａ0-1)。其中，Ａ0=(1+)为通频带内的电压放大倍数，分别对电路的节点A和节点B列写节点电压方程为[7]：（2－11）解上述方程，可求得该电路的电压传输函数为：（2－12）其幅频特性曲线如图2－10所示。由图可见，在阻带内当频率每增大10倍时，电路的增益下降40分贝。比一阶滤波器的滤波效果明显提高了。该电路的缺点是，当频率ω=ω0时，电路的增益下降为－9.5dB。为了克服该电路在截止频率ω0附近增益下降过多的缺点，通常是将第一级RC电路的电容Ｃ1的接地端改接到运算放大器的输出端，如图2-9中所示。这实际上是通过电容Ｃ1在ω0附近引入了部分正反馈而对该频率范围内的电路增益进行了补偿。我们将这种电路称为改进的二阶低通滤波电路。采取这种措施以后，电路的幅频特性可能会在ω=ω0处出现峰值。如图2-10中点划线所示。峰值的大小与电路的Q值有关。改进的节点A和节点B处的电压方程为[7]：（2－13）由此求得该电路的电压传输函数为（2－14）其幅频响应表达式为：（2－15）式中

（2－16）上限截止频率

（2－17）当Q=0.707时，这种滤波器称为巴特沃斯滤波器。巴特沃斯滤波器用于注重频率有较好截止特性的场合，该低通滤波器的上限频率：。因为电容只能在有限范围内取值，通常是先选择电容器的值，再根据,计算出R值。取（2－18）则：（2－19）故该滤波电路的通频带宽为：0.05—100HZ。为使滤波效果更为精确，本设计采用了双二阶有源低通滤波电路。如图2-6所示该电路的低通截止频率还可直接由下式计算得出：（2－20）§2.3双T有源带阻滤波器为了滤除50HZ工频干扰，我们设计了Q值可调的双T有源带阻滤波器。Q值可调的双T有源带阻滤波器的带宽B越窄，品质因数Q越高，则滤波器的抑制选择性就越好。如图2-11所示图2-11双T有源带阻滤波器U3、U2和双T桥组成双T有源带阻滤波器，其中双T网络是RC选频电路，网络是对称的，在R3=R1/2=R2/2,C2=2C1=2C3的情况下，该网络是对称的，可以证明其陷波频率为:（2－21）若选取R1=6.8K，C1=0.47uF，则=49.8HZ接近于50HZ其品质因数:Q=1/4为了提高Q值，在图2－11的电路中，双T网络的纵臂不接地，而是接到运放U2的输出端，放大器U2将U3的部分输出信号反馈到双T网络的纵臂，由于这是正反馈，具有频率增强作用，使阻带变窄，Q值提高，可提高电路选择性，由于U3和U2都接成电压跟随器组态，因此电路的反馈系数为:（2－22）可以证明该有源带阻滤波器的Q值为：（2－23）其中QF<1。由（2－23）式可知，F值越接近于1，Q值越大，由式(2-22)可知，改变R4和R5可以调节Q值。在本电路中，为消除工频(50HZ)干扰，保留有用心电信号，采用了高Q陷波电路，取R4=1K，R5=100K，则=0.99=25由于U2和U3都是跟随器，其输入阻抗高，输出阻抗低，因此它们的接入不影响双T电路的谐振频率，波频率稳定，能有效地滤除50HZ频率产生的干扰，Q值的提高保证了有用信号不被衰减。§2.4隔离级设计为了人体安全及对交流电源短泄漏采取保护措施，通常的生物电信号测量技术要采用前置级浮地形式和电气隔离，以便实现人体与电气的隔离。所谓浮地（或浮置），即信号在传递的过程中，不是利用一个公共的接地点逐级地往下面传递，如阻容耦合直接耦合等，而是利用诸如电磁耦合或光电耦合等隔离技术。信号从浮地部分传递到接地部分，两部分没有电路上的直接联系，通过地线构成的漏电流完全被抑制。因此，不但保证了人体的绝对安全，而且消除了地线中的干扰电流[4]。§2.4.1浮地设置浮地为浮置部分电路的等电位点，用符号“”表示，以便和接地的符号“”相区别。浮置部分由浮置电源供电，接地部分由工频市电供电，构成两个独立的供电系统。如图2－14所示，浮置放大器可以使电路共模抑制比进一步提高。§2.4.1光电耦合级对于前后级的隔离，信号采用电气隔离。实现电气隔离有两种方案，一是通过光电耦合，用光电器件传递信息；一是通过电磁耦合，经变压器传递信号。因为后者具有重量轻应用电路结构简单成本低等突出的优点，在生物医学电子技术中得到广泛的应用。互补形式的光电耦合级电路是一种非常实用合理的耦合电路，这一电路采用国内市场广泛出售的光电晶体管耦合器P521，这个电路的优点在于运用两个光电器件的对称性提高耦合级的线性度。经过隔离，信号从浮地部分传递到接地部分，两部分没有电路上的直接关系，通过地线构成的漏电流完全被抑制，因此，不但保障了人体的绝对安全，而且消除了地线中的干扰电流。光电耦合器件具有重量轻应用电路简单成本低等突出特点，在生物医学电子技术中得到广泛的应用。它具有良好的线性和一定的转换速度，既可以作为模拟信号的转换，也可以作为数字信号的转换。光电器件受到欢迎的另一个原因是它能实现与TTL电路的兼容。双列直插封装的光电耦合器件可以由TTL集成电路直接驱动，反过来也可以直接驱动TTL集成电路。其接口电路简单方便。由PN结构成的光电耦合器件包含有一个作为发送辐射部件的发光二极管和一个作为辐射探测器的光电二极管或光电晶体管（包括达林顿晶体管），如下图所示为光电耦合器。图2-12光电耦合器器件的电流转移系数或电流变换比可以从有关的资料上查阅。光电晶体管按照晶体管的电流增益来放大光电二极管的电流，具有0.1-0.5的电流转移系数。光电耦合器件的工作频率，受光电晶体管基极和集电极之间电容的影响，不加补偿改进的简单应用电路的频率上限为100KHZ，而光电晶体管耦合器可以获得1MHZ的工作频率。用于模拟信号的耦合转换，首先要求光电耦合器件具有很好的线性特性，图2-13所示为某光电晶体管的转移特性曲线。图2-13光电耦合器的转移特性曲线[8]图中虚线表示不加负载时的输入、输出电流特性。光电耦合器件种类繁多，根据不同的光电耦合器件有各种不同结构的应用电路。图2-10所示为互补形式的耦合级电路图2-14互补形式的耦合级电路选用国内市场广泛出售的光电晶体管耦合器P521。它利用两个光电器件特性的对称性提高耦合级电路的线性度。图2-14所示光电耦合器U4、U5是经过严格挑选的特性对称的两个光电耦合器，运放U1C和运放U2A工作在线性状态。人通过光耦U4形成负反馈。U4、U5的电流转移系数分别是β1和β2，在静态时，根据运算放大器的理想特性及电路的结构可知，当经过R11的电流为Ii，经过U4三极管输入端的电流为I1，经过C9的电流为IVD,经过U5三极管输入端的电流为I2时。Ii=I1，电容C中的电流为0。当输入信号Ui到达平衡时（ΔIc＝0），不难导出ΔI1＝ΔIi＝，ΔI1＝（Ri为输入阻抗）相应地，耦合输出级U2A有ΔI2＝＝ΔIF输出ΔU0＝RFΔIF由于U4、U5特性对称，对应某确定的IVD值，β1＝β2，所以ΔU0＝ΔUi（2-24）式中为电路的电压转换比率。在电路设计中，R3和C的设置是重要的，其作用是改善电路的稳定性和频率特性。光电耦合器件的工作速度远远低于运放器件的工作速度，在U1C进入工作的瞬间，U1C由光电耦合形成的负反馈环路是断开的，负反馈过程来不及建立，造成U1C输出端电压的过冲。在负反馈环内引入R3之后，反馈系数变小，从而增加了电路的稳定性。电容C的引入，为U1C提供了一个快速反馈环节。这样，U1C组成的浮地部分通过电容C和光电耦合器件U4构成两条反馈支路。假定PH1在选定的静态电流下具有良好的线性，且U4、U5均具有β的电流增益。用τp＝RpCp表示U4实际存在的时间常数，U1C的输出UA通过R3变为电流，用变换系数为β/R3的电压电流变换表示。R3和R的设计对电路的性能有很大影响，R3C值过大，则电路的频带上限降低；R3C值过小，则电路的稳定性变差。图2-14所示互补方式光电耦合电路的参数设计（U4、U①静态工作电流I1的设计值取1～2mA，在其动态范围之内，I1值较大时，噪声明显增加；②R3取值应满足（2-25）式中，UVD为发光二极管导通电压。在最大输入信号下，R3的值应符合运放A1的动态范围；③Ri≈（2-26）④C通常取1.5uF左右；⑤RF由Ri和所要求的电压转换比确定，见式（2-27）图2-14所示的互补光电耦合电路的频带平坦区可达0-40KHZ，能完全满足生物电信号的模拟量耦合的要求，线性度可达到0.1％以上。互补方式光电耦合电路的优点，在于它能够通过选择芯片的对称性，提高电路的线性度[8]。§2.5保护电路由于放大器，特别是作用于人体的前置级设计不当造成的对人体（包括仪器）的危害主要来自于两个方面：一是从前端进入，由于临床同时使用的其他仪器（如高频电刀、除颤器等），由于种种原因在大电流经人体进入，使前置级阻塞或损坏，从而使心电检测无法进行，另外，由于仪器的损坏，有时可能直接危害人体。二是从后端（电源）进入。由于供电部分（220V/50HZ）的泄漏、击穿等原因，高压电流经前置级导联线电极直接进入人体，严重时可引起心室颤动和心脏停搏。1、从前端进入的保护措施：对于这种情况，可在前置放大器的两输入端对地接入保护电路T1、T2加以解决。对于保护电路的选择，是确保前置级放大器在正常情况下(信号<Vb)的高输入阻抗，即保护电路T1、T2不应有任何电流泄漏，且要在干扰电压冲击下保护器件自身不受损坏。保护电路工作的“击穿”电压Vb应远高于正常生理信号，应针对不同强度的干扰电压选择保护器件。对于低压情况，如前置放大器的输入端信号中的工频共模干扰可达300mV左右，这时可在前置运方的每一输入端接入一对反向并联的硅二极管，其Vb600mV。对于再高一些的干扰电压，在每一输入端可接一对反向串联的齐纳（稳压）二极管，通常选择的Vb范围为Vb＝3～20V。在本设计中，由于还要对硬件电路产生的信号进行数据采集，而通过数据采集卡的电压不能超过5V，因此，可选用5V的齐纳（稳压）二极管[2]，如图2-15图a前端保护电路图b数据采集卡输入端保护电路图2-15保护电路2、交流电源端泄漏的保护措施：针对交流电源端泄漏可能带来的危害，可采用对前置级浮地隔离的方法，前后电源采用DC-DC器件隔离，信号采用光电耦合隔离的，或信号经调制后用变压器耦合。目前信号隔离大多采用光电耦合隔离的方法。因在隔离级设计一节中已做过详细介绍，在此不再赘述。§2.6共模信号抑制电路§2.6.1共模信号抑制为了说明差分式放大电路指引共模信号的能力，常用共模抑制比作为一项技术指标来衡量，其定义为放大电路对差模信号的电压增益与对共模信号的电压增益之比的绝对值，即=||（2-28）差模电压增益越大，共模电压增益越小，则共模抑制能力越强，放大电路的性能越优良，因此希望值越大越好。共模抑制比也可以用分贝表示：=20lg||dB（2-29）§2.6.2共模抑制电路的设计采取右腿驱动和屏蔽驱动可以提高前置放大器的共模抑制1、右腿驱动右腿驱动电路如图2-16所示图2-16右腿驱动电路采取右腿驱动电路取代直接接地，这种方法能够使50HZ共模干扰电压降到1％以下。而且，对于50HZ干扰的抑制并不以损失心电图的频率成分为代价，与右腿接地的方法相比较，右腿驱动技术抑制交流干扰的效果更佳；但是，由于右腿驱动电路存在交流干扰电压的反馈环路，而可能有交流电流流经人体，成为不安全因素，因此，限流电阻不能很小，通常会取几百K以上。2、屏蔽驱动因为从与人体相接的电极到测量系统，通常有大于1m以上的距离，这样，信号通过电缆传输时，在信号线和电缆屏蔽层之间将存在可观的分布电容。屏蔽接地时，屏蔽电容变为放大器输入端对地的寄生电容C1、C2。如图2-17所示图2-17导联线的分布电容的影响在两根导联线的分布电容不可能是完全相等的，加之电极阻抗R的不平衡，则R1C1不等于R2C为消除屏蔽层电容的影响，屏蔽层不予接地，而接到与共模输入信号相等的电位上，则共模电压就不衰减的传送到差动放大器的输入端，从而不会产生共模量不等量衰减形成的共模误差。从这个观点出发，我们取出放大电路共模电压用以驱动屏蔽层，使分布电容C1、C2的端电压保持不变，即C1、C2对共模电压不产生分流，从而产生在共模电压作用下电缆屏蔽层分布电容不复存在的等效效果。§2.7心电放大器整体电路图经过各模块电路的设计，最终得到总体电路图，见附录1。§2.8运用Protel99SE进行的PCB板制作Protel99SE中PCB板设计的步骤可分为：1、启动Protel99SE。2、绘制电路原理图。3、生成网络表。4、制作PCB电路的布线图。5、生成PCB板。至此可完成PCB印刷电路板的制作，该心电放大电路的PCB板见附录2。第三章电路在EWB中的模拟仿真§3.1单元电路仿真§3.1.1前置放大级的仿真在图2-1中，U1和U2的同相输入端分别加1mV，60HZ和-1mV，60HZ的交流电压。输出信号波形如图3-1所示。图3-1前置放大电路信号放大图测得放大倍数K1=§3.1.2后级放大滤波电路后级放大滤波电路有两个作用：一是起后级放大作用；二是起到滤波的作用。但没有虑掉50HZ工频干扰。在图2-6加带有噪声的心电信号，输入及输出心电信号对比如图3-2所示图3-2心电信号放大滤波前后对比图3-3信号滤波后波特图由图3-2可得电路的放大倍数K2为K2=而且由这两幅图可以看出，电路把频带0.05-100HZ以外的干扰信号基本滤除，符合设计要求。§3.1.350HZ陷波器其电路如图2-7所示，信号经滤波后，其波特图如图3-4所示图3-4滤除50HZ干扰信号的波特图由图可以看出，信号中的工频已被滤除。符合设计要求。§3.2整体电路仿真§3.2.1电路共模抑制比的测量一、差模增益在完整电路图（见附录1）加差模信号，输出波形如图3-5图3-5差模信号放大前后对比由上图可以得到整体电路的差模增益为二、共模增益在完整电路图（见附录1）的输入端加共模信号，输出波形如图3-6所示图3-6共模信号放大前后对比由图3-6可以得到整体电路的共模增益相当小，几可忽略不计。=0.00945三、共模抑制比由式CMRR=20可得，电路共模抑制比为:CMRR=98。符合设计要求。§3.2.2电路滤波效果在完整电路图（见附录1）输入端加带有噪声的心电信号，经电路放大滤波后，其波形如图3-7所示图3-7心电信号输入输出波形对比由图3-4波特图知滤波频带的范围基本符合要求，既滤除了频带0.05HZ-100HZ以外的所有干扰信号。§3.3仿真结果根据心电放大器的设计要求，我们对其进行了测试，得出以下结论:1、差模放大倍数:前级G1=12，后级G2=76，则总放大倍数Ad=912;共模放大倍数：=0.009452、共模抑制比为:CMRR=983、输入电阻:180M4、频率特性:通带为0.05Hz-150Hz,在50HZ处由陷波器滤除50HZ工频干扰。5、输入端短路噪声电压8U。6、耦合级带宽40kHz，传输比1：1。由以上结论可以得出，本放大电路完全符合设计要求，能够做到不受时间地点的限制，随时捕捉患者的心电信号，为后续的工作提供了坚实的基础。第四章心电放大电路硬件电路的调试在对电路进行了软件仿真，实现了基本功能并生成PCB印刷电路板之后，接下来的工作就是通过实际的插线把该硬件电路实现。参照整体电路图，在模拟电路实验板上进行插线。在插线的过程中先逐步实现各单元电路：包括前置放大、隔离级、后级放大滤波电路等几个模块，再对总体电路进行实现，并进行测试，通过示波器来输出检测到的心电信号。硬件电路的实际插线图见附录3。调试：因为无法获得心电信号，所以在