微波实验箱指导

LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书实验 微波上下变频器的原理与测量一、 实验目的1． 了解微波变频模块的基本工作原理；2． 利用实验模块各指标的实际测量以了解变频器件的特性；3． 了解变频器件的电路构架；二、 实验原理混频器通常被用于将不同频率的信号相乘，以便实现频率的变换。这样做的原因在于，要在众多密集分布、间隔很近的相邻信道中滤出特定的射频信号需要 Q值极高的滤波器。 然而，如果能在通信系统中将射频信号的载波频率降低，或者说进行下变频，则上述任务就比较容易实现。图 18-1是外差式接收机的电路原理框图，它也许是人们最熟悉的下变频系统。图中接收到的射频信号经过低噪声前置放大器（

LNA）放大后输入到混频器中，混频器实现输入射频信号

fRF与本地振荡器（LO）信号

fLO相乘。混频器的输出信号中含有

fRF

fL0的成分，经过低通滤波器可以滤出其中频率较低的所谓中频（

IF）分量

fRF

f

L0

然后再进行后续处理。图18-1采用混频器的外差式接收机混频器的两个重要组成部分是信号合成单元和信号检测单元。信号合成可以用90°（或LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书180°）定向耦合器实现。信号检测单元中的非线性元件通常是采用一个

二极管。以后我们也会看到，双二极管的反平行结构及四个二极管的双平衡结构也很常用。除了二极管以外，人们已经采用 BJT和MESFET研制出了可以工作在 X波段的低噪声、高频率混频器。在详细讨论混频器的电路设计之前，我们先简要说明混频器为何能在输入端口接受两个信号并在输出端口产生多个频率分量。显然，一个线性的系统是不能实现这个任务的，我们必须采用诸如二极管、 FET或BJT等非线性器件，它们可以产生丰富的谐波成分。图 18-2是一个基本的系统框图，其中混频器与射频信号 VRF（t）以及本振信号 VLO（t）相连，本振信号也被称为泵浦信号。图18-2混频器的基本原理：用两个输入信号频率在系统的输出端口产生新的信号频率由图可见，输入电压信号与本振信号混合后施加在具有非线性传输特性的半导体器件上，该器件可以输出电流驱动负载。二极管和BJT都具有指数型传输特性，类似于肖特基二极管方程：II0(eV/VT1)式（18-1）然而，MESFET的传输特性可近似为二次曲线：I(V)IDSS(1V/VT0)2式（18-2）为了简化书写，我们省略了漏极电流和栅极-源极电压的下标。输入电压由射频信号VRF=VRFcos(ωt),本振信号VLO=VLOcos(ωLOt)以及偏置电压VQ之和表示；即：RFVVQVRFcos(RFt)VL0cos(L0t)式（18-3）此电压作用在非线性器件上所产生的电流响应可根据电压在Q点附近的泰勒级数展开求得：LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书I(V)IQV(dI/dV)VQ1/2V2(d2I/dV2)VQKIQVAV2BK式（18-4）其中常数A和B分别为（dI/dV）|VQ和1/2d2I/dV2）|VQ。忽略直流偏置VQ和IQ，并将式（18-3）代入式（18-4）可得：I(V)AVRFcos(RFt)VL0cos(L0t)BVRF2cos2(RFt)VL20cos2(L0t)2BVRFVL0cos(RFt)cos(L0t)K式（18-5）根据三角恒等式 cos2(ωt)=（1/2）{1- cos(2ωt)}，上式中包含余玄平方的项可以展开为直流项以及包含 2RFt和2 L0t的项。关键的是式（ 18-5）式中的最后一项，它变为：I(V) K BVRFVL0cos(RF L0)t cos( RF L0)t 式（18-6）这个表达式清楚地表明，二极管或晶体管的非线性效应可以产生新的频率分量ω RF±ωlo，而且其幅度与 VRFVLO的乘积有关，其中 B是与器件有关的参数。公式（18-6）只包含了泰勒级数展开式的前 3项，因此只有 2阶交调产物（ V2B）。其他高阶产物，如 3阶交调产物（V3C）都被忽略了。二极管和 BJT中的这类高阶谐波项对混频器性能的影响极大。然而，如果采用具有二次曲线传输特性的 FET，则输出信号中将只有2阶交调产物。所以， FET不容易产生有害的高阶交调产物。下面例题讨论的是如何将给定射频信号频率下变频为需要的中频信号。例1 本振频率的选择已知一射频信道的中心频率为1.89GHz，带宽为20MHz，需要下变频为200MHz的中频。请选择合适的本振频率fLO。确定能够滤出该射频信道和相应中频信道的带通滤波器的品质因素。解：由式（18-6）可见，通过非线性器件将射频信号与本振信号混频后，根据 fRF和fL0的相对大小，我们可得到fIF fRF fL0或fIF fL0 fRF的中频信号。因此，为了从fRF 1.89GHz产生 fIF=200MHz 的中频，我们可以采用 fL0 fRF fIF=1.69GHz或fL0 fRF fIF=2.09GHz。这两种方案都是可行的，实际应用中也都常被采用。如果选择LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书fRF fL0，则称混频器为低本振注入；如果选择 fRF fL0，则称混频器为高本振注入。由于本振信号频率越低则越容易生成和处理，所以前一种方案更常用。因为在下变频之前，信号带宽为 20MHz，中心频率为 1.89GHz，所以，如果要滤出该信号，我们必须使用品质因素

Q fRF

/BW

94.5的滤波器。然而，下变频之后，信号的带宽没有变，但中心频率变为

fIF=200MHz

，所以，滤波器的品质因素只需为

Q fRF

/BW

10。此例表明，一旦使用混频器实现了对射频信号的下变频，则可大大降低对滤波器的技术指标要求。关键参数指标及其含义：1. 耗损或增益(CONVERSIONLOSS/GAIN,LC)LC(dB)PIF10logPRF除非有特别注明,一般的变频损耗皆按上式定义,即单边带变频耗损,即只考虑射频输出信号频率为fL0fIF或fL0fIF。若是定义为双边带变频损耗,则比单边带转频损耗低3dB。2. 端回波损耗或电压驻波比 (PORTRETURNLOSSORVSWR)如同其他射频电路

,输入端的回波损耗或电压驻波比是评价匹配与否的重要参数。

对混频器而言

,其输入端电压驻波比规格一般定在

2:1(IR

L=-10dB),

最差为

2.5:1(-7.3)

。而各端口的回波损耗

,受L端输入功率的增加

,各端口的阻抗会随之降低

,致使各端口的回波损耗变大。3.隔离度为了避免信号互相干扰，隔离度 (Isolation)也是衡量混频器好坏的重要参数。所谓隔离度即是测量混频器各端间的泄漏程度。混频器需要外加一个本地振荡信号来进行混频，但却不希望本地振荡信号泄漏至射频输入端及中频输出端，若泄漏至射频端，则本地振荡信号将可LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书能经由接收天线辐射出去，而造成通讯干扰；若该信号跑至中频端，则可能会使下级放大器电路提早饱和而无法正常工作，或者是干扰到下级的电路。此外信号的外泄也会造成更大的转换损耗。IF端对LO端隔离度(IF-LOIsolation)的定义为：IF-LOIsolation(dB)= 在IF输入端的LO信号功率(dBm)–在LO端的LO信号输出功率 (dBm)IF端对LO端隔离度

(IF-RFIsolation)

的定义为：IF-RFIsolation(dB)=

在IF输入端的

LO信号功率

(dBm)–在RF端的LO信号输出功率

(dBm)4. 端最低输入功率 (MINIMUMLOPOWERREQUIRED)对于混频器而言 ,LO端最低输入功率的大小直接影响到混频的效果好坏。所以 ,一般有此项指标。而功率越低应用越方便。5. 抑制度(IMAGEREJECTION)对于下变频混频器而言 ,IF 输出信号频率可由 LO与RF两输入端信号频率相减而得。以f f f 为例,镜象为f 2f f 。即若RF端输入镜象信号也可得到同频的 IF信号,IF RF L0 im L0 RFfim

fRF

f

IF

。镜象所造成的问题有二：第一是提供干扰信号通路

,即是镜象信号会从

RF端进入,可能从IF端输出。如此势必干扰到真正系统设计的RF信号的变频输出；第二是增加混频器的噪声指数(NIOSEFIGURE)3dB。解决的方法是在RF输入端加一个镜象滤波器来抑制镜象信号的输入。而对于上变频混频器而言,大致与下变频混频器相似,只是RF输入端改成IF

输入端。6. 互调截止点

(SECOND-ORDERINTERCEPTPOINT,IP2)(以下变频器为例IP2 PRF (PRF B LC)

)其中，

IP2——混频器的输入二阶互调截止点。

（dBm）PRF

—— 混波器

RF输入端的输入信号功率。 （dBm）LC——混波器输入信号频率

fRF

f

L0

fIF

时的转频损耗（

ConversionLoss

）。（dB）B—— 混波器输入信号频率

fRF

f

L0

0.5f

IF

时的输出端频率为

2fIF

的信号的功率。（dBm）下变频器的

测量电路应与频谱示意图

,如图

所示。上变频器的也类似。LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书图18-3（a）下变频器的 IP2测量图18-3（b）下变频器的IP2频谱图互调截止点(THIRD-ORDERINTERCEPTPOINT,IP3)其中IP3 ——混频器的输入三阶互调截止点。PIN——混频器输入端的输入信号的功率。——混频器输出端中 ,设计输出信号与内调制 (INTER-MODULATION,IM)信号的功率差(dB)以上变频器为例 ,混频器的 IP3测量图及频谱示意图 ,如图示图 18-4(a)(b)LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书图18-4（a）混频器的 IP3测量图图18-4（b）上变频器的 IP3频谱图相位噪声这里我们只介绍相位噪声的概念，不进行公式推导。如图18-5所示，由于相位噪声的存在，引起载波频谱的扩展， 其范围可以从偏离载波小于1Hz一直延伸到几 MHz（加性噪声的影响）。LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书图18-5正弦信号的噪声边带频谱三、

设计实例单端BJT混频器的设计根据图18-6所示的直流偏置电路拓扑结构以及偏置条件，计算 R1和R2的电阻值。以此网络为基础设计一个 fRF=1900MHz，fIF=200MHz且元件数目最少的低本振注入混频器。 已知

BJT

在输入端短路，中频频率下测得的输出阻抗为

Zout=(677.7-j2324)Ω,在输出端短路，射频频率下测得的输入阻抗为

Zin=(77.9-j130.6)

Ω。图18-6 BJT混频器电路的直流偏置网络由于R2上的电压降等于 VCC与VCE之差，电流为基极电流与集电极电流之和，所以R2为：LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书R2 (VCC VCE)/(IC IB) 448同理，偏置电阻 R1可由VCE-VBE与基极电流的比值确定：R1 (VCE VBE)/IB 70.3k在开始设计输入匹配网络之前，我们必须先确定如何输入本振信号。最简单的方法如图18-7所示，即通过一个去耦电容直接将本振信号源与晶体管的基极相连。图18-7 射频源及本振源与晶体管的连接方式去耦电容 CLO的电容量必须足够小，以便防止射频信号被耦合到本振源上。此处我们选CLO0.2pF。在这种情况下， CLO与ZLO的串联阻抗所产生的射频反射损耗 RLRF仅为

0.24dB：RLRF

20logTL0fRF

20log(0.9727)

0.24dB遗憾的是，由于本振信号频率与

fRF非常接近，所以上述电容量不但衰减了射频信号同样也将衰减本振信号。我们可以计算出在

fL0

fRF

fIF

频率下，此去耦电容对本振信号的插入损耗ILRF：ILRF10log(1TL02)13.6dBfL0LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书由此可知，如果本振信号源的输出功率为 -20dBm，则只有-33.6dBm的本振功率可到达晶体管。由于我们可以调整本地振荡器的输出功率，所以这种看起来很高的功率损耗是可以容忍的。CLO和ZLO的存在使我们还可调整混频器的输入阻抗。 新的总输入阻抗 Z’in等于CLO和ZLO的串联阻抗与连接在本振源上的晶体管输入阻抗相并联：'RFCL0)Zin(47.2j103.5)Zin(ZL01/j输出阻抗不会发生变化，因为Zout是在输入端杜短路的条件下测量的。如图18-8所示，由并联电感以及随后的串联电容构成的电路就是可行的拓扑结构之一。其中我们添加了一个隔直电容Cin用于防止直流接地短路。将

图18-8 单端BJT混频器的输入匹配网络18-8 RFCR1直接连在 L1和CB1之间。此时我们仍然通过 L1为晶体管的基极提供偏置，而射频信号则通过

CB1

接地短路，从而保持了射频信号与直流电源的隔离。

这种匹配网络的另一个任务是提供中频信号的短路条件。尽管电感

L1

在中频信号下的阻抗已经非常小，我们仍可以选择适当的

CB1

值使

L1

与

CB1

在中频信号下发生串联谐振从而进一步降低该串联阻抗。

例LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书如，若选择

CB1=120pF，则射频信号仍然保持良好短路，而且

fIF

信号的接地通道得到了改善。改进后的输入匹配网络如图

18-9所示。输出匹配网络也可以采用类似的方法设计。

最基本的匹配网络仍然包括并联电感

L2和随后的串联电容

C2。它们的值为

L2=416nH,C2=1.21pF

。这种电路结构使我们可以省去晶体管集电极端口的 RFC。然而，这种拓扑结构存在的问题是它不能为射频信号提供接地短路，因而可能会对输出端造成干扰。为了弥补这个缺陷，我们用一个等效 LC电路代替 L2，其中增加的电容 C3=120pF用于为射频信号提供良好的接地条件，L2则调整为L2=5.2nH。单端混频器的最终设计电路如图18-10所示。图18-9 改进后的输入匹配网络LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书图18-10 fRF=1900MHz，fIF=200MHz的低本振注入、单端 BJT混频器的最终设计电路四、 实验内容实验设备:项次设备名称数量备注1微波上变频模块1块有源实验箱2微波下变频模块1块有源实验箱3频谱分析仪1台4射频连接线3条550Ω标准负载1个实验步骤:本实验箱包含了微波上变频模块以及微波下变频模块，其原理相同。这里仅 以微波上变频模块为例进行测试。实验框图如图 18-11:LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书图18-11 上变频模块测试图变频器转换增益的测量 :将频谱分析仪中心频率设定为2017.5MHZ并校准频谱分析仪器。2. 测量时使用我们有源实验箱上调制模块输出信号作为 中频信号，其频率为15MHZ，输出功率为4dBm并接至电路IF端。将微波锁相源输出信号仿真一个 本地振荡信号 ，其中心频率为2GHz，输出功率为 12.5dBm 并接至电路了 LO端。3. 并利用频谱分析仪中之 Mark 功能来测量混频器电路之 RF端口输出功率及频率 ；利用转换损耗之定义将混频器之转换损耗计算出来，将测量结果纪录于表 18-1中。通过微波锁相源拨码盘，依次调整LO信号输入的频率，从1970MHZ开始重复步骤2与步骤3，直至L信号输入的频率为2030MHZ为止，并将测量结果记录于表18-1中。O变频器端口隔离度的测量 :1. 将频谱分析仪之参考电平、 中心频率其分别设定为 0dBm、2017.5MHZ并校准频谱分析仪器。2. 将微波锁相源输出信号仿真一个 本地振荡信号接于变频模块的 IF输入端，设置频率为2000MHZ,功率为12.5dBm。同时将模块的 RF端接50Ω负载，而频谱仪的输入端接于模块的LO输出端来测量混频器之 IF-LO隔离度，将频谱分析仪之Marker 的频率标示在

2000MHz

，.将微波锁相源输出信号接于变频模块的IF输入端，同时将模块的LO端接50Ω负载，而频谱仪的输入端接于模块的RF输出端来测量混频器之IF-RF隔离度，将频谱分析仪之的频率标示在

，记录测量结果4. 将微波锁相源经过功率分配器输出信号接于变频模块的

LO输入端，同时将模块的

IFLTE-WB-02D微波通信系统实验指导书端接50Ω负载，而频谱仪的输入端接于模块的

RF输出端来测量混频器之

LO-RF隔离度，将频谱分析仪之

Marker

的频率标示在

2000MHz，记录测量结果

.实验记录：表18-1为下面此表LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书实验 模拟微波通信系统的组装及调试一、 实验目的1． 掌握模拟微波通信系统的典型架构及应用；2． 了解各微波模块在通信系统中的位置和作用；3． 调试并理解模拟微波通信系统基本特性。二、 实验原理(一)模拟微波通信系统的典型架构微波通信技术问世已半个多世纪，它是在微波频段通过地面视距进行信息传播的一种无线通信手段。最初的微波通信系统都是模拟制式的，它与当时的同轴电缆载波传输系统同为通信网长途传输干线的重要传输手段，例如我国城市间的电视节目传输主要依靠的就是微波传输。模拟微波通信系统组成如图21-1所示。PAPA影音调制ATTPALNA模块混频模块混频模块微波发送系统微波接收系统图21-1 模拟信号微波通信系统(二)微波发射机的重要指标：谐波抑制：所谓谐波，是指与发射机输出信号有相干关系的信号。在频谱上反映为信号频率 f0的整数倍nf0频率处的单根谱线 (n=2,3,4, )。谐波功率与载波功率之比称为谐波抑制。它反映了发射机抑制谐波 的能力。显然我们希望该比值越小越好。杂散：杂散是指和输出信号没有谐波关系的一些无用谱。在频谱上可能表现为若干对称边带，LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书也可能表现为信号频率 f0谱线旁存在的非谐波关系的离散单根谱线。 这些谱线的幅度一般都高于噪声。杂散抑制就是指与载波频率成非谐波关系的离散频谱功率与载波功率之比。谐波和杂散主要由发射机中的非线性元件产生，也有机内外干扰信号的影响。 它们表征了信号输出谱的纯度。IMD3：通常，输出端口有用与无用功率（单位 dBm）之差被定义为以 dB为单位的交调失真，即cos( IFt) cos(IFt)如图21-2所示，当频率为 f1和f2的两个等幅信号同时加在放大器的输入端时，由于放大器非线性的影响，在输出端将出现互调失真的成份。其中 f2±f1为二阶互调分量，而 2f1±f2为三阶互调分量。除非是对于宽带的电路，一般我们不考虑二阶互调失真的影响 。它是用来衡量接收系统抵抗内调变失真能力的参数。图21-2 微波器件非线性产生邻道干扰(三)微波接收机的重要指标1． 噪声系数：由于放大器本身就有噪声，输出端的信噪比和输入端信噪比是不一样的，为此，使用噪声系数来衡量放大器本身的噪声水平，它的基本定义为：在环境温度为标准室温（ 17℃）、一个网络（或收信机）输入与输出端在匹配的条件下，噪声系数NF等于输入端的信噪比与输出端的信噪比的比值，记作LTE-WB-02D微波通信系统实验指导书SiSi/NiNiNoGNiNx1'式（21-1）FSiGGNiGNiNxSo/NoNo式中Nx是出现在放大器的输出端，由放大器内部产生的噪声。由公式（21-1）可以看出，网络（或收信机）的噪声系数最小值为1（合0dB）。NF=1，说明网络本身不产生热噪声，即 =0，其输出端的噪声功率仅由输出端的噪声源所决定。实际的收信机不可能 NF=1，即NF>1。式（21-1）说明，接收机本身产生的热噪声功率越大，值越大。接收机本身的噪声功率要比输入端的噪声功率经放大后的值还要大很多，根据噪声系数的定义，可以说是衡量接收机热噪声性能的一项指标。2． 镜频抑制：为了说明镜频问题，我们可考察射频信号用给定本振信号进行下变频的情况。除了需要的信号外，我们再以IF为间隔相对于LO对称放置一个干扰信号（见图21-3）。射频信号的变换关系应为：RFLOIF镜频信号IM的变换关系则为：IMLO(LOIF)LOIF由于cos(IFt)cos(IFt