小功率无线接收机的设计

前言近年来，以信息与通信技术（ICT）为核心的无线通信技术革命对世界各国的经济，社会与文化生活正产生着复杂而深刻的影响．由此而产生的技术变迁，经济结构变化促进了经济的增长，并推动社会加速转型[1]。随着社会的发展，无线通信已经渗透到人们生活中的方方面面，从最初电报的发明迅速发展到现在的卫星通信、计算机网络通信等[2]。无线接收装置是无线通信系统的重要组成部分，利用无线电电磁波实现远距离控制有悠久的历史，从60年代晶体管出现以后，才使这门技术得以空前发展并显示了神奇的作用。现在国防工业，民用工业，科教文化，家庭日常生活等都广泛应用无线电接收技术，并越来越显示出其潜在的魅力[3]。无线接收的发展现状20世纪70年代以前，通信系统主要是模拟体制，20世纪70至80年代实现了模拟到数字的大转变，从系统控制到信源译码、信道译码，以及硬件实现技术都无一例外的实现了数字化．进入了20世纪90年代后，通信界又开始了一场新的无线电革命，即从数字化走向了软件化，软件无线电技术应运而生[4-5]．为了迎合社会的发展，与无线相关的技术更是竞争激烈，无线接收技术也得到了完善。所选课题的简述调频接收机在日常生活中应用非常广泛，由于电路自身独特的优点，更受消费者的喜爱。调频接收机按接收信号的种类不同，调频接收机可分为两种，如果调制信号为开关信号或控制信号，则接收机为调频遥控机；如果发射机的调制信号是广播信号，则接收机为调频收音机。与调幅接收机相比，调频接收机具有较强的抗干扰能力和较宽的音域，因而被广泛使用。本课题的任务就是设计一点频式调频接收机。无线信号的接收，从原理上讲，是由接收天线接收从空中来的电磁波，在同一时间，接收天线不仅接收到所需接收的无线电信号，而且也接收到若干个不同载频的无线信号与一些干扰信号。为了选择出所需的无线电信号，需要在接收机的接收天线之后要有一个选频电路，其作用是将所要接收的无线电信号取出来，把不需要的信号滤掉，以免产生干扰。通过选频电路选频，将选出所需要的高频调幅波送至检波器，检波器的任务是从已调信号中取处原调制信号，即音频成分。音频信号送给耳机将电信号转换成声音，这样就完成了全部的接收过程。本课题要求设计的调频接收机的主要技术指标是：接收灵敏度20μV，工作频率f=6.5MHz，输出功率P0=0.3W(RL=8Ω)，中频0=10.7MHz。为实现上述目标，设计拟在对各部分电路的原理分析讨论的基础上，采用集成元件与分离元件组合的方式，中频、鉴频、低频放大采用现有的集成电路芯片，其余电路用分离元件的电路形式，使电路既方便于整体性能满足指标要求，又能使系统的设计制作方便、简单、易于操作。1.3无线接收的发展趋势随着科学技术的突飞猛进，对生产过程的自动化程度，以及机械加工的准确度和精密度等要求越来越高。传统的接收机一般都采用超外差接收机。超外差接收机的特点是两次混频，其优点是没有I/Q信号的直流偏移。为做好邻道抑制，其第二次混频输出要加一个中频滤波器，在传统的分离件的手机中为一个体积较大的中频声表面波滤波器。镜像噪声是超外差接收机的一个比较严重的问题，所以在第一级混频前要加一个镜像噪声抑制滤波器。因此超外差接收机的主要问题是器件多、有镜像干扰、成本高、不易集成。目前射频接收机是以小型化低成本为特点的单片集成电路，为克服传统接收机的诸多问题，在单片集成时，发展的主要方向为直接变频技术（又称零中频技术）。直接变频接收机的特点是一级混频，混频器上的本振频率等于接收频率。设计方案直接检波式和超外差式接收机直接检波式接收机：它是由选频电路，高频放大器，检波器，低频电压放大器和低频功率放大器组成。其特点是线路简单，灵敏度较高，输出功率也较大，特别的适用于固定频率的接收。但在用于多个电台接收时，其调谐比较复杂。再者，高频小信号放大器的整个接收f频带内，频率高端的放大倍数比低端要低。因此，对不同的电台接收效果也就不同。超外差式接收机：它是由混频器，本机振荡器，中频放大器，检波器，低频电压放大器，低频功率放大器组成。由于中频放大器的中心频率是固定不便的，而且接收机的主要放大倍数由中频放大器承担，所以，整机增益在接收频率范围内高端和低端的差别就会很小。对于调谐来说，仅对混频器的选频输入回路和本机振荡器进行同步调谐，这是很容易实现的。鉴于上述两种接收机的比较，超外差式接收机比直接检波式接收机的性能更好，增益差别更小，所以选用超外差式接收机[6]。无线接收的频率调制频率调制与其它调制方式比较，具有[7]：1、线性的调制特性好，已调波的瞬时频率与调制信号成线性关系变化。2、较高的调制灵敏度。3、无寄生调幅或寄生调幅较小。4、调频信号具有较强的抗干扰能力。因为在电磁波干扰中主要干扰的结果是改变了信号的幅度，此时可以放置一个限幅器把干扰影响的幅度变化消除，而对频率没有影响。5、调频有较宽的频带。调频信号所占频带是调幅信号的数十倍。由于调幅机受到幅度限制（主要受中频频宽限制），音频信号的频率受到限制，当频带变宽以及抗干扰能力增强，从而使音频信号的质量大大提高。6、调频信号由于频带宽一般采用超短波波段传播，超短波的最大特点就是直线传播，不象短波能通过电离层折射及长波、中波能沿地球表面绕射，传播可达数千里。由于距离限制，本地的超短波广播对于其他地方的电台即使用小功率的电台不会引起干扰。这样就改善了收音机的串音现象，从而提高了广播质量。鉴于调频工作方式的上述性能情况，本设计选用调频接收方式。调频接收机的组成框图及工作原理由于从空间提取到的信号比较微弱，为此我们必须将其进行高频放大处理，但这种处理后的信号是人耳根本不能接收到的高频信号，所以需要通过混频将其频率降低，这就需要一种固定振幅的信号与高频信号进行调制，为了能对各种不同频率的空间信号完成接收，必需通过混频后得到一个固定频率的中频信号，这样就可以用一种固定的工作方式将中频信号中所包含的音频信号提取出来放大后供接收者用。鉴于上述分析可得调频接收机的原理框图如图所示[8]。超外差式调频接收机组成框图其工作原理：当比较稳定的接收到的高频信号时，经输入调谐回路选频为大级放大，然后进入混频级。本机振荡器输出的另一高频信号的输出为含有f1，再经高频放f2亦进入混频器，则混频级f1、f2、f2f1等频率分量的信号。混频级的输出接调谐回路，选出中频信1，再经中频放大器放大，获得足够高的增益，然后经检波器解调出低频调制信号，号2由低频电压放大和低频功率放大级放大，驱动扬声器，还原出声音。又由于天线接收到的高频信号经过混频成为固定的中频，再加以放大，因此，接收机的灵敏度高，选择性好，性能也相对稳定。分离元件电路的设计与分析高频小信号谐振放大器的设计小信号谐振放大器的种类很多，按照所用负载的性质区分，有谐振放大器和非谐振放大器。按调谐回路区分，有单调谐回路放大器、双调谐回路放大器和参差调谐回路放大器。本设计前级放大器是一种常用的共发射极单调谐放大器。指标要求ff高频小信号放大器主要性能指标要求应包括：谐振增益、通频带、选择性等。这几方面内容，其幅频特性曲线如图所示。[9]调谐放大器的幅频特性曲线1.谐振增益放大器谐振增益是指放大器在谐振频率上的电压增益，记为益。2.通频带通频带是指信号频率偏离放大器的谐振频率Auo。Au/Auo表示相对电压增fo时，放大器的电压增益下降到谐振电压增益Auo的0.707时，所对应的频率范围，一般用BW0.7表示，如图调谐放大器的幅频BW0.7fHfL。特性曲线所示。3.选择性选择性是指谐振放大器从输入信号中选出有用信号成分并加以放大，而将无用的干扰信号加以有效抑制的能力。通常选用“抑制比”和“矩形系数”两个指标。所谓抑制比是指谐振增益Auo与通频带以外某一特定频率上的电压增益Au的比，用d(dB)表Auo)Aud(dB)20lg(示，记为：矩形系数则是指实际谐振放大器的特性曲线图3－1所示的钟形曲线所示。为了评价实际放大器的谐振曲线与理想曲线的接近程度，引入矩形系数，定义为：BW0.1BW0.7BWBW0.1是相对电压增益值下降到0.1时的频带宽度。K0.1值式中，0.7是放大器的通频带；K0.1越小越好，在接近1时，说明放大器的谐振特性曲线就愈接近于理想曲线，放大器的选择性就愈好。接收信号的LC回路的参数计算在本设计中，输入耦合回路直接采用6.5MHz的电视伴音中频变压器，输入电路由变压器初级线圈L1和电容C1组成选频谐振槽路（如图3-2选频网络部分），谐振信号通过变压器将天线来的高频信号通过它加到晶体管的输入端[10-12]。取C1100pF，得L13.1.3前级放大器的设计单级单调谐放大器是由单级单调谐回路作为交流负载的放大器，如图所示放大电路部分。该电路是接收机中一种典型的高频放大电路。[13-19]11H5uH2612(2f)C1(23.146.510)10010共射单调谐放大器静态工作电路为稳定工作点，采用分压式偏置形式。为使电路输出电流稳定，采用电流串联负反馈，这种反馈方式可以改善输入输出特性，串联负反馈的高输入电阻能与前面的调谐网络的高输出电阻匹配，而电流负反馈的高输出电阻以能增大输出阻抗，扩大输出范围，同时也便于与中放的并谐高输入阻抗匹配。图共射单调谐放大器中态工作计算如下：为使混频管R1、R2是放大器的偏置电阻，直流等效电路如图静态工作所示。静VT1易进入非线性区，符合混频电路的工作要求，T1静态工作点Q应较低。根据高频电子线路中对混频电流的要求，取IC1Q的取值应在范围（0.2--1mA）内取舍。本设计，考虑到本设计要求的输出电压不高，工IC1Q0.4mA，取VE1Q0.2V，VCE1Q4V作频率不太高，输出功率也不大，故在电路中使用硅三极管3DG100，则得VBE0.7V，查表160，得[20]：IB1QIC1Q/600.4/60(mA)0.0067mAI11I12IB1QR2；VB1QVBEVE1Q(0.70.2)V0.9V而根据分压式偏置电路的要求，取I11I126IC1Q0.04mA，R3R1VE1QIC1Q0.250030.410VB1QR2VB1QI120.922.5k30.0410；；VC1EQVE1QVB1Q40.20.92280.67k0.9取电阻的标称值：R181k，R222k，R3510.C2是高频旁路电容，R3是直流负反馈电阻，起稳定放大器静态工作点的作用，取C20.02uF。L4C3组成并联谐振回路，它与晶体管共同起着选频放大作用。为了防止三极管的输出与输入导纳直接并入LC谐振回路，影响回路参数，以及防止电路的分布参数影响谐振频率，同时也为了放大器的前后级匹配，本电路的晶体管输出端与负载输入端采用了部分接入方式。交流性能分析当直流工作点选定后，图共射单调谐放大器的高频等效电路如图所示[20-21]。由图可以看出，电路分为三部分：晶体管本身、输入电路和输出电路。晶体管是谐振放大器的重要组件，在分析电路时，可采用Y参数等效电路来说明它的特性。输出电路是由的输入端。L4C3组成的并联谐振回路，通过互感耦合将放大后的信号加到下一级放大器交流等效电路LC并联回路如果把LC并联谐振回路调谐在放大器的工作频率上，则放大器的增益就很高；偏离这个频率，放大器的放大作用就下降。C3、L4组成的并联谐振回路：信号源与电感线圈和电容器并联组成的LC并联回路如图所示，图中与电感线圈L4串联的电阻R代表线圈的损耗，电容C3的损耗不考虑。Is为信号电流源。其阻抗表达式为：1jwC3Z1Rj(wL4)wC3(RjwL4)在实际应用中，在谐振频率fo附近，通常满足wL4远大于R，故L4/C3111C3RjwCRjwL43LwLwC443ww0时，w0L41/wC30。并联谐振回路的阻抗为一纯电阻，数值当回路谐振时，即ZRP称谓谐振电阻，阻抗相角为0。并联谐振回路在wjwwo时，并联回路总阻抗谐振点频率0时，相当于一个纯电阻电路。当回路的角频率可达到最大值，呈电感性。当回路的角频率在本设计中，中频频率ZRPL4/C3Rjwwo时，并联回路总阻抗呈电容性。fI10.7MHz，取C315pF，测得线圈损耗电阻R4.5，得：11H14.8uH26212(2fI)C3(23.1410.710)15106L14.810Rp4219k12ZRPL4/C3RC3R15104.5由式得，L4并联谐振回路频率特性分析，谐振回路两端的电压为：VABVISZ（3-4）VABVoIs当谐振回路谐振时，谐振曲线、通频带及选择性可由电路的等效阻抗推导求得。将式（3-4）与式（3-5）相比，得：L4IsRpRC3（3-5）（3-6）V/Vo0.707，可得回路的通用这频带BW0.7为：令BW0.72f0.7（3-7）2.晶体管Y参数等效电路在分析高频小信号放大器时，考虑到信号源内阻，采用Y参数等效电路进行分析是比较方便的。一个晶体管可以看成有源四端网络。取电压be和ce作为自变量，取电流为应变量。根据四端网络的理论，可以得晶体管的Y参数的网络方程：VVoVVIb和Ic作IBYieVbeYreVce；IcYfeVbeYoeVce（a）晶体管Y参数等效电路（b）实际应用Y参数等效电路图3-6Y参数等效电路由晶体管的Y参数的网络方程式（3-7），可得本设计晶体管Y参数等效电路，如图3-6(a)所示。在实际工程应用中，将ie、ie、oe、oe都显示在Y参数等效电路中，由此得图3-6(b)。3.单调谐放大器电参数确定单调谐放大器的交流等效电路由图共射单调谐放大器可得如图（a）。根据晶体管Y参数等效电路，并考虑到为保证实用的单调谐放大器稳定地工作，都采取了一定的措施，使内部反馈很小。因此，为了简化电路，常略去内部反馈的影响，即假定式。在图(b)中，晶体管输出端可以用电流源为将gCgCYre0，则得图(b)所示形Yoe并联表示。IsYfeVbe与输出导纳Yoe用输出电导goe和输出电容Coe并联表示，单调谐放大器的输出回路可画成如图(c)所示的形式LC回路中，谐振电阻可用谐振电导gp1/Rp表示，外接负载YL可认为是由电导gL与电容L并联而成的。根据部分接入关系，可将回路中，得图(d)。CIs、goe、Coe、gL、CL折算到LC并联图单调谐放大器的等效电路可见，这个图的形式完全是一个并联形式。在图(e)中，IsYfeVbe'2''2goen1goe,Coen1Coeg'n2g,C''n2CL2LL2LNNn112n245nnN13,N13。上式中1、2是接入系数:将图(d)中的oe、L、p合并，得(d)简化成如图(e)所示的形式。在图3-7(e)中，gggCCLG；将CoeC、、合并，得。这样可进一步将CCLCCoegpgLggoe，本电路采用的是3DG100管，已知从晶体管手册查Y参数：fI10.7MHz，电源VCC6V，电流IE0.8mA时，gie2860uS，Cie18pF，goe200uS，Coe7pF。11nn12Yfe45mSYre04,4,Rp54k,取L47uH，由于次级接的也是同，。22CnCgn2ie，L2gie一三极管作为负载，所以LC1132pF2626(2fI)L4(23.1410.710)71011CC(n12Coen22Cie)[32(718)]pF30pF1616111166gn12goen22gie[20010286010]S191.71uS4Rp219101616放大增益Aoun1n2Yfeg通频带114510314.652091062f0.7n1n2YfefIwI/2QLwIC/g2CAou1145103Hz1MHz923.14321015混频电路的设计混频电路是超外差式接收机的重要组成部分，其作用是将天线上感生的输入高频信号（经滤波，放大）变换为固定的中频信号，混频电路靠近接收天线，它的性能直接影响接收机动态范围。混频器的性能要求1.混频功率增益ApPIAPP是指混频器输出中频信号功率I与输入高频信号功率Ps之比，p=S。如用分贝数来表示混频器的增益，记作G，即pG=10=10通常在广播收音机中，混频器的增益要高，晶体三极管混频器的G=20—30dB。在电视接收机中的晶体三极管混频器G＝6～8dB。lgAlgPI(dB)PS2.混频器的噪声系数NF混频器的噪声系数NF是指在混频器输入端信号频率出端中频频率fs上的输入信噪比与在混频器输fI上的输出信噪比的比值。如图所示）混频器的噪声系数NF其中，NF如果混频器不存在内部噪声，则其输出信噪比应与输入信噪比一样高，即NF=1。实际上，混频器总是存在噪声的，它使输出信噪比降低，即输出信噪比小于输入信噪比，所以，实际混频器的NF总是大于1的。可见，NF可以说明在信号通过混频器时，由于混频器内部噪声的存在，使输入信噪比降低的程度。NF越大，说明混频器内部噪声越大，使输入信噪比降低的程度越大，应要求NF越小越好(在理想状态下，混频器内部无噪声，这时NF＝1)。混频器处于接收机的前级，它的噪声系数NF的大小，对接收机整机的噪声系数影响较大。混频器的噪声主要由非线性器件产生的，选择低噪声的混频管、选择好混频器工作点和合适的本振电压，可以减小混频器的内部噪声，从而获得较小的混频器噪声系数。3．混频器的失真和干扰输入信噪比（在信号频率fS上）输出信噪比（在信号频率fI上）为了进行混频，混频器必须工作在非线性状态。在实现混频的同时，由于信号电压与本振电压、外来干扰电压与本振电压、信号电压与干扰电压之间的相互作用，各种非线性产物的组合频率如果落在混频器输出回路的中频温带内，就会形成各种失真和干扰。因此要求由混频器的非线性产生的各种失真和干扰要越小越好。此外还要求选择性要好，本机振荡的频率稳定度要高，与前后级之间能匹配。3.2.2混频器的组成框图混频器的主要作用是将天线上的高频信号经滤波、放大变换为固定的中频信号，混频电路靠近接收天线，它的性能直接影响接收机的动态范围。因此，本设计的混频器如图所示，电路由四部分组成：混频器的组成部分1.非线性器件它是混频器的核心。半导体二极管、晶体三极管、场效应管等非线性器件在工作点较低时，它们的特性曲线是弯曲的，具有非线性特性，都可以用作混频器件，分别构成二极管混频器、晶体三极管混频器和场效应管混频器等。2.信号回路它由LC并联谐振回路组成，接在混频器输入端，并调谐于输入信号频率s上，用来选择所需的高频信号，滤除无用信号。它通常就是接收机的输入回路或高频放大器的负载。3.本机振荡器用来产生频率为收的信号频率为ffL的高频等幅本机振荡电压UL。在中、短波调幅接收机中，假设要接fI，常取fL=fs+fI以调幅中波电台为例，fs＝535～fff1605kHz，固定中频I＝465kIIz，则本机振荡器频率L应是L＝(535～1605)+465＝，中频频率为1000～2070kHz。它是一个振荡频率可在上述范围内调整的正弦波振荡器，借助于调节本振频率可以用来选择电台。4.中频滤波器中频滤波电路通常是采用LC调谐回路。调幅收音机中使用465kHz中周。或采用其它形式的中频带通滤波器，如使用LC滤波器、陶瓷滤波器、声表面波滤波器等。简单实用的混频电路如图所示[13],其中三极管T1实现频率变换，将天线接收到的高频调制信号fsf1与三极管T2、电容、晶振组成的本机f2进行混频，由LC选频网络振荡器的输出信号选出中频信号（图混频电路fIf1f2）。频率变换的原理是iv利用三极管集电极电流c与输入电压be之间的非线性关系，实现频率变换的。变换后的调制参数（调制频率和频率偏移）保持不变，仅载波频率变换成中频频率。对于图所示电路，由于高频调制信号vs从变频管的基极输入，本机振荡信号vL从变频管的发射极注入，因此就载频信号与变频管的输入、输出的工作方式而言是共基电路，故称这种电路为基极输入，发射极注入式混频电路，这种电路的特点是：信号的相互影响较小，不易产生牵引现象，但要求本振的输出电压较大，使三极管T1工作于非线性区才能实现频率变换。混频管T1的静态工作点由R1、R2及R3决定（在电源电压+VCC确定时），为使混频管在大信号输入下进入非线性工作区，静态工作电流将大大下降。但ICQ不能太大，否则非线性作用消失，混频增益ICQ也不能太小，实验表明，VCC6V时ICQ取(0.3～0.5)mA较合适。三极管T2和晶振JT组成的本机振荡电路称为电容反馈三点式振荡电路，又称“考毕兹”电FC75,振荡频率主要由晶振的频率决定，因此频率稳定度较高，f分析表明，振荡频率0的表达式为路，电路的反馈系数f0Lq式中，为晶振的等效电感，与频率有关，对于频率只有几十兆赫的晶振，Lq约为几毫亨，C为谐振回路总电容，由晶振的等效电容C0、Cq与外接电容C4、C5及C7共同决定，若选C4<<C5，C4<<C7，则CCq(C0C4)CqC0C4C式中，q为（0.005～0.1）pF，所以为几皮法～几十皮法的小微调电容。本机振荡电路的静态工作点主要由压，静态电流C4的取值比较小才能对晶振的频率实现微调，一般C4R4、R5、R6及R7决定，为使本机振荡器输出较大的电Vcc6V时，Icq取（0.4～0.8）mA较好，电Icq应较大，但也不能太大，否则会使振荡器输出的波形发生畸变，产生高次谐波，影响混频级电路的性能，实验表明+容3为本机振荡器的输出耦合电容。由于混频管工作在非线性状态，易引起各种信号的干扰，如中频干扰、镜像干扰等，采用晶振构成的本机振荡电路，可以减小干扰，必要时，在混频级前加一级高频调谐放大器，可大大抑制镜像干扰。CVS输入已调信号回路，fLC谐振在1上，43fV(t)VBBVLVS，其中，为输出中频信号回路，谐振在I上。加在发射结上的电压为BEVVsmcoswst，本振信号VLVLmcoswLt，输入信号远小于本振信号，即输入已调信号S三极管混频电路的原理电路如图所示[7]，图中，VLm＜＜Vsm，VBB为静态偏置电压。混频电路的原理电路三极管的等效基极偏置电压为极偏压。即：在VBB(t)VBBVL，由于该偏置是不断变化的，故称为时变基VS为输入信VBE(t)VBBVLVS作用下，三极管的工作点在原静态工作点Q的基础上上下移动，即本振电压控制着三极管工作点。这时三极管混频电路可看作是以号，基极偏压不断变化的时变电路。g三极管的转移特性，如图所示。其斜率不断变化，称为变跨导，用g(t)表示，即icvBEQ称为三极管的跨导。这时跨导也随时间g(t)三极管的集电极电流三极管的转移特性由于输入信号s很小，三极管的集电极电流可在工作点取级数的前后两项，即icvBEvs0icfvBEfVBBvLvsfvBBtvsvvBBtvBBvL处展成幂级数，并icfVBBVLfVBBVLVs式中，电流fVBBVL和fVBBVLgmvL都随uL变化，即随时间变化，分别用时变静态集电极IcvL和时变跨导来表示，即icIcVLgmVLVS,在时变偏压作用下，gmvLgmt的傅立叶级数展开式为：gmvLgmtgogm1coswLtgm2wLt中的基波分量gm1coswLt与输入信号电压vs相乘：1gm1VsmcoswLwCtcoswLwCt2gm1coswLtVsmcoswct从上式中取出wIwLwc中频电流分量，得：iII1mcoswIt其中gmc1gm1g(t)g2称为混频跨导，即其值等于m中的基波分量m1的一半。1gm1VsmcoswItgmcVsmcoswIt2以上分析表明，只有时变跨导gm(t)中的基波分量gm1才是起混频作用的有用成分，所以在混频电路的输出端要用43谐振回路取出所需的中频信号。本振电路在变频电路里的本振电路为一个正弦波振荡器。正弦波振荡器可分成两大类，一类是利用正反馈原理构成的反馈振荡器，它是目前应用最广的一类振荡器。另一类是负阻振荡器，它是将负阻器件直接接到时谐振回路中，利用负阻器件的负电阻效应去抵消回路中的损耗，从而产生出等幅的自由振荡，这类振荡器主要工作在微波频段。鉴于本设计的工作频比远小于这个频段，所以本设计采用第一类振荡器。反馈型振荡器的基本工作原理平衡条件和起振条件在组成上，反馈振荡器是一个由主网络和反馈网络构成的闭合环路。作为反馈振荡器，当它刚接通电源时，振荡电压是不会立即建立起来的，而必须经历一段振荡电压从无到有逐步增长有过程，直到进入平衡状态，使振荡电压的振幅和频率维持在相应的平衡值上。即使有外界不稳定因素的影响，振幅和频率仍应稳定在原平衡值附近，而不会产生突变或停止振荡。因此，要保证上述闭合环路成为反馈振荡器的条件是：保证接通电源后从无到有地建立起振荡的起振条件，保证进入平衡状态、输出等幅持续振荡的平衡条件以及保证平衡状态不因外界不稳定因素影响而受到破坏的稳定条件。电路平衡条件可由振荡电路的基本要求求得。在图所示的闭合环路中，将它的处拆开，并按所标极性定义它的环路增益为：LCTjwVf/Vi(Vo/Vf)(Vf/Vo)AjwkfjwVi..，若在某一频率上（设为wosc），Vf.与同相又等幅，即：.VfVi或Tjwosc1（3-11）反馈振荡器的组成框图则当环路闭合后，主网络必将输出角频率为wosc的正弦振荡电压Vo.，机时它所需的输入电压i则全部由反馈电压f提供，无须外加输入电压。因而上式就是振荡器输出等幅持续振荡而必须满足的平衡条件，又称谓巴克好森准则（BarkhousenCriterien）。若令V.V.TjwoscTwoscejT(wosc)Twosc1，则上式又可写成a）2,)（3-12b）(n0,1,其中，式a）称谓振幅平衡条件，式b）称为相位平衡条件。电路的起振条件可在平衡条件的基础上直接得到，因为满足平衡条件只是说明闭合环路能够维持等幅持续振荡，没有说明该等幅持续振荡能否在接通电源后从无到有地建立起来，因此还要进一步讨论它的起振条件。在刚接通电源时，电路中的各部分必定存在着各种电的扰动，这些扰动是接通电源瞬间引起的电流突变或是管子和回路中的固有噪声，它们都具有很宽的频谱，由于回路的选频作用，其中只有角频率为Twosc2nwsco的分量（wsco近似等于回路的谐振角频率wo）才能在谐振跨路两端产生圈套的电压。可见，振荡器接通电源后能够从小到大地建立起振荡的条件是VfVi或Twsco1a）2,)b）(n0,1,式a）称为振幅起振条件，式b）称为相位起振条件。总之，作为反馈振荡器，既要满足起振条件，又要满足平衡条件。为此，电源接通后，环路增益的模值Twosc2nTwsco必须具有随振荡电压振幅Vi增大而下降的特性，如图所示。而环路增益sco的相角T则必须维持在2n上，严格来说来，振荡电压由小到大的建立过程，由于管子特性的非线性，振荡频率是有变化的。不过，这种变化很小，可忽略。这样，起振时，wTwsco1ViTwscoV，迅速增长，而后下降，i停止增长，振荡器进入平衡状态，在相V应的平衡振幅iA上维持等幅振荡。满足起振和平衡条件时的环路增益特性稳定条件振荡电路受到外界因素变化的影响，这些变化将引起管子和回路参数的变化。同时，振荡电路内部存在着固有噪声，尽管它是起振的原始输入电压，但是进入平衡状态后它却叠加在振scosco荡电压上，引起振荡电压振幅及其相移的起伏波动。所有这些都将造成和T变化，从而破坏已维持的平衡条件。如果通过放大和反馈的反复循环，振荡器越来越离开原来的平衡状态，从而导致振荡器停振或突变到新的平衡状态，则表明原来的平衡状态是不稳定的。反之，如果通过放大和反馈的反复循环，振荡器能够产生回到平衡状态趋势，并在原平衡状态附近建立新的平衡状态。而当这些变化的因素消失以后，又能恢复到原平衡状态，则表明原平衡状态是稳定的。在稳定的平衡状态下，振荡器的振荡幅度和振荡频率虽然受到外界因素变化和内部噪声的影响而稍有变化，但不会导致停振或突变。可见，为了产生等幅持续振荡，振荡器严寒必须满足稳定条件，保证所处平衡状态是稳定的。1.振幅稳定条件事实上，在具有图所示环路增益特性的环路中，不仅满足了振幅起振和振幅平衡条件，而且Tww还满足了振幅稳定条件。例如，若某种原因使过每次放大和反馈后，ViViA，则由于Twsco随之减小，因而通Vi将逐渐减小，最后在新的平衡值ViA上重新满足平衡条件。反之，scoiA，则由于若某种原因使i随之增大，因而通过每次放大和反馈后，增大，最后在新的平衡值上重新满足平衡条件。VVTwVi将逐渐硬激励工作的环路增益特性如果环路增益特性如图，则振荡器存在着两个平衡点A和B，其中，A点是稳定的，而B点由于于Tw具有随Vi增大而增大的特性，因此它是不稳定的。例如，若某种原因使Vi大ViB则Twsco随之增大，势必使Vi进一步增大，从而更偏离平衡点B，最后到达平衡点TwscoVVVA；反之，若某种原因使i小于iB则随之减小，从而使i进一步减小，直到停止振荡。在这各类振荡器中，由于不满足振幅起振条件，因而必须外加大的电冲击（例如，用手拿金属棒接触基极），产生大于iB的起始扰动电压才能进入平衡点A，产生持续等幅振荡。通常将这种领先外加冲击而产生振荡的方式称为硬激励，相应地，将电源接通后自动进入稳定平衡状态的方式称为软激励。上述分析可见，要使平衡点稳定，下降的特性，即：VTwsco必须在ViA附近具有负斜率变化，即随Vi增大而Twosc0ViViA这个斜率越陡，表明Vi的变化而产生的Twsco变化越大，这样，很小的Vi变化就可抵消sco外界因素引起的变化，使环路重新回到平衡状态，因而外界因素变化引起振荡振幅的波动（即振幅稳定度）也就越小。环路增益特性式就是振荡器的振幅稳定条件。2.相位（频率）稳定条件Tw如前所述，一个振荡器满足相位平衡条件，即频率为Twosc0，表明每次放大和反馈的电压（角wosc）与原输入电压同相。现若某种原因（例如，温度等外界环境因素变化）使，则通过每次放大和反馈后的电压相位都将超前原输入电压相位。由于正弦电Twosc0压的角频率是瞬时相对时间的导数值（即w/t），因此，这种相位的不断超前表明振荡器的振荡角频率将高于反之，现若某种原因使wosc，则由于每次放大和反馈后的电压相位都要滞后原输入Twosc0电压相位，因而振荡角频率必将低于osc如果T具有随w增加而减小的特性，如图所示，则必将阻止上述频率的变化。例如，某种图3-16相位稳定条件的原因使wwTw特性T(wosc)0而导致频率高于原振荡频率，则由于Tw随之减小，Vi的超前势必受到阻止，因而频率的增高也就受到阻止；又若某种原因使必阻止Twosc0wosc而导致频率低于原振荡频率，则由于Tw随之增大，势Vi的滞后，也就阻止频率的减小。结果它们通过不断的放大和反馈，最后都将在原）达到新的平衡，使振荡频率附近（设为T(w)0。反之，假如T随频率增大而增大，则不仅不能阻止振荡频率的变化，反而会更加速振荡频率的变化，最后就无法实现新的相位平衡。通过上述分析可知，要使振荡器的相位平衡条件稳定，变化，即随w增大而下降的特性，即(w)T(w)必须在wosc附近具有负斜率Tw0wwwosc（3-15）且这个斜率越陡，表明振荡频率变化而产生的Tw变化越大，这样，只需很小的振荡频率变化就可抵消外界因素变化引起T的变化，因而外界因素变化引起振荡频率的波动（即频率稳定度）也就越小。式（3-15）就是振荡器的相位（频率）稳定条件。提高频率稳定度的基本措施根据对频率稳定度的定性分析可知，影响振荡频率的参数是0、e和f，因此，提高频率稳定度必须减小外界因素对这三个参数的影响。所以可以采取以下几点措施来提高频率稳定度[7]：1.减小外界因素的变化影响频率稳定度的外界因素有温度、湿度、大气压力、电源电压、周围磁场、机械振动以及负载变化等，其中尤其以温度的影响最严重。这些外界因素的变化一般是无法控制的，但可以设法减小它们作用在振荡器上的变化。2.提高振荡回路标准性振荡回路标准性是指振荡回路在外界因素变化时保持固有谐振角频率标准性越高，外界因素变化引起的wQ0不变的能力。回路0就越小。提高回路的标准性就必须减小L和C的相对变化量。在L和C中，除了外加的集总电感和电容外，还包括元件和引线的分布电容和分布电感以及管子的极间电容等寄生参量。因而，减小L和C和相对变化量的措施是：采用稳定度高的集总电感的电容器，减小不稳定的寄生参量及其在L和C中的比重以及采用温度补偿等。在本设计中，为提高频率稳定度采用晶体振荡电路。正弦波振荡电路形式的选择要产生稳定的正弦振荡，振荡器必须满足振荡的起振条件、平衡条件和稳定条件，它们是缺一不可的。因此，在由主网络和反馈网络组成的闭合环路中，必须包含可变增益放大器和相移网络。前者应提供足够的增益，且其具有随输入电压增大而减小的特性；而后者应具有负斜率变化的相频特性，且为环路提供合适的相移，保证环路在振荡频率上的相移为零（或2n）[21]。各种反馈振荡电路的区别就在于可变增益放大器和相移网络的实现电路不同。常用的可变增益放大器有晶体三极管放大器，场效应管放大器、差分对管放大和集成运放等。它们的可变增益特性有两种实现方法：一种是利用放大管固有的非线性，这种方法称为内稳幅；另一种是保持放大器非线性工作，而另外插入非线性环节，共同组成可变增益放大器，这种方法称为外稳幅。采用LC谐振回路作为相移网络的LC正弦波振荡器有各种实现电路,耦合振荡电路外,目前应用最广的是三点式振荡电路和差分对管振荡电路。本设计采用类似于电容三点式的并联型晶体振荡电路。并联型晶体振荡电路是从三点式振荡电路变换而来的，在构成实际电路时，必须符合三点式电路的组成法则。其分析方法也和电容三点式振荡器相同。（a）电容三点式电路（b）电感三点式电路（c）一般化三点式电路三点式振荡器的原理电路图3-17示出了两种基本类型三点式振荡器的原理电路（交流通路）。其中，所示的考毕兹（Colpitts）电路，它的反馈电压取自L和C2组成的分压器；（b）所示的哈萨克莱（Hartley）电路，它的反馈电压取自C和2组成的分压器，它们的共同特点是交流通路中三极管的三个电极与谐振回路的三个引出端点相连接。其中，与发射极相撞的为两个同性质电抗，而另一个（接在集电极与其极间）为异性质电抗。可以证明，以这种方式连接的电路满足相位平衡条件，实现正反馈。其证明可通过图（c）所示一般形式电路加以论证。如果忽略二极管输入和输出阻抗，且回路品质因数足够高，则当回路谐振，即LX1X2X30时，回路呈纯阻。因而，根据图中规定的电压正方向，放大器的输出电压Vo与其输入电压Vi反相，而反馈电压.Vf.又是Vo.在X3、X2支路中分配在X2上的电压，.jX2X2.VfVoVojXXX231即为了满足平衡条件Vf.就必须与Vo.反相。因而由上式可见，X2必须与X1为同性质电抗，23再由1可知，3应为异性质电抗。这时，振荡器的振荡频率就是谐振回路的谐振频率。如果考虑三极管输入和输出阻抗的影响，那么上述组成法则仍成立，不同的仅在这和情况下，XXX0XVf..与Vo.已不再是反相，而是在上附近加了一个相移，因而，为了满足相位平衡条件，.jX2X2..VfVoVojX2X3X1对Vi的相移也应在上附加数值相等、符号相反的相移。因而，振荡器的振荡频率已不是简单地等于回路的固有谐振频率，而是稍有偏离。由于电容三点式电路具有较好的频率特性，本设计选用的类似电容三点式的改进型皮尔斯（Pirece）晶体振荡电路。电路参数的分析计算由于基本的电容三点式电路存在一些本身的不足，本设计采用是改进式的并联晶体振荡电路，如图（a）所示。其交流通路如图（c）。本振原理电路和求各参数原理图本振电路的静态工作点由IR1、R2及R3决定（电源电压Vcc确定时），静态工作电流CQ不T2的能太小，过小会造成本机振荡停振。为使本机振荡器容易起振且输出电压较大，晶体管静态工作点Q2应比Q1高。在本设计中，取IC2Q0.6mA。VCE2Q3.5V，VE2Q0.2V，VBE0.7V，260，得在电路中用的是3DG100三极管，为硅管，取R6R5而VE2QIC2QVB2QI2213333103,,得(0.2V0.7V)215K6IC2Q，IC2Q0.6mAVB2QVBEVE2Q0.7V0.2V0.9VR7(VCE1QVE1Q)(VCE2QVE2Q)IC2Q(4V0.2V)(3.5V0.2)0.5V833.3330.61030.6103AR4VCE2QVE2QVB2QVB2QR53.5V0.20.915k46.67K0.9取标称值：电阻R447k、R515k、R6330、R7833R8的作用是降低混频级中晶体管的静态工作点并滤除电源纹波。R8可由下计算：R8VCC(VCE1QVE1Q)IC1QIC2Q6(40.2)1.8K0.40.6输入回路的电容本机振荡器的＝510pF，C1取100pF，调整磁芯位置使回路谐振频率为6.5MHZ.C4取值为20/5pF的可变电容，CCCCC100pF，C5为满足4<<7,4<<5,取7C2、C6为高频旁路电容，取值为0.02μF，本振电压输出耦合电容C3一般取几C十皮法至几百皮法，在本设计中3取62pF。FS2204集成电路FS2204集成电路简介根据设计的要求我选择运用FS2204单片FM/AM集成电路来实现调频接收机的中频、鉴频、低频放大等电路的功能[22-24]。下面对调频接收机主要的器件FS2204单片FM/AM集成电路进行介绍。FS2204为16脚双列直插塑料封装结构。它的内部包含了调幅的变频、中放、检波，调频的四川理工学院毕业设计（论文）中放、鉴频，以及前置低放、功放与稳压电源系统。本集成电路既可以接收中波调幅信号,也可以接收调频信号。FS2204单片FM/AM集成电路内部电路框图及引脚功能如图所示。FS2204内部电路框图及各引脚功能FS2204主要有以下特点：1.外封装：双列直插16脚塑封。2.电路特点：（1）内有五级中放，增益较高，所以接收灵敏度很高。（2）工作电压范围较宽（3—12伏）（3）功耗低（4）外围元件较少（5）功放级工作稳定，具有短路保护。3.内部电路结构：FS2204内部包含调幅的变频、中放、检波，调频的中放、鉴频、前置低放、功放与电源稳压系统。4.性能参数：电源电压=6V，最大功耗=1W，检波输出失