北京邮电大学微波实验报告材料

北京邮电大学微波实验报告资料北京邮电大学微波实验报告资料43/43北京邮电大学微波实验报告资料标准文案信息与通讯工程学院微波仿真切验报告班级：姓名：学号：序号：日期：2021年6月9日大全标准文案目录实验二分支线般配器3一、实验目的3二、实验原理3三、实验内容3四、实验步骤3单枝节般配器3双枝节般配器9五、实验结果剖析14六、实验中碰到的问题和解决方法14实验三四分之一波长阻抗变换器15一、实验目的15二、实验原理15三、实验内容17四、实验步骤18五、实验结果剖析29六、实验中碰到的问题及解决方法31实验六功率分派器32一、实验目的32二、实验原理32三、实验内容33四、实验步骤34五、实验结果剖析41六、实验中碰到的问题和解决方法42实验心得与领会43大全标准文案实验二分支线般配器一、实验目的1．掌握支节般配器的工作原理。2．掌握微带线的根本观点和元件模型。3．掌握微带分支线般配器的设计与仿真。二、实验原理支节般配器是在主传输线上并联适合的电纳〔或许串连适合的电抗〕，用附带的反射来抵消主传输线上本来的反射波，以抵达般配的目的。单支节般配器，调谐时主要有两个可调参量：距离d和由并联开路或短路短截线供给的电纳。般配的根本思想是选择d，使其在距离负载d处向主线看去的导纳Y是Y0+jB形式。而后，此短截线的电纳选择为-jB，依据该电纳值确立分支短截线的长度，这样就抵达般配条件。双支节般配器，经过增添一个支节，改进了单支节般配器需要调理支节地点的缺少，只需调理两个分支线长度，便可以抵达般配〔可是双支节般配不是对随意负载阻抗都能般配的，即存在一个不可以获取般配的禁区〕。三、实验内容：输入阻抗Zin=75Ω负载阻抗ZL=〔64+j35〕Ω特征阻抗Z0=75Ω介质基片r=2.55，H=1mm，导体厚度T远小于介质基片厚度H。假定负载在2GHz时实现般配，利用图解法设计微带线单支节和双支节般配网络，假定双支节网络分支线与负载的距离d1/4，两分支线之间的距离为d2/8。画出几种可能的电路图并且比较输入端反射系数幅值从1.8GHz至2.2GHz的变化。四、实验步骤单枝节般配器1．成立新工程，确立工程中心频次为2GHz。依据实验内容中的要求计算出各参量，写OUTPUTEQUATION。如以下列图所示。此中参数说明以下：zl：负载阻抗z0：特点阻抗z1：归一化负载阻抗T1：负载处的反射系数〔在圆图上即为负载阻抗〕zin：输入阻抗zin1：归一化输入阻抗Tin：输入阻抗对应的反射系数〔在圆图上即为输入阻抗〕大全标准文案Rj：大圆Rp：1+jx圆R：负载阻抗处等反射系数圆2．将归一化输入阻抗和负载阻抗所在地点分别标在Y-Smith导纳圆图上。大全标准文案如上图所示，Tin为归一化输入阻抗〔圆心般配点〕，T1为负载阻抗〔图中最上方的点〕。3．设计单枝节般配网络，在图上确立分支线与负载的距离d以及分支线的长度l所对应的电长度，依据d和l的电长度、介质基片的r、H、特征阻抗、频次用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。此处应当注意电长度和实质长度的联系〔360对应二分之一波长〕。如图，先从负载阻抗处沿等反射系数圆顺时针旋转至1+jx圆上。转过的电长度：〔〕而后由1+jx圆上沿电导圆旋转至阻抗般配点，这时应读出电纳的变化值，如以下列图所示：可见电纳变化为0.528041。找出圆图上b=-0.528041的点，由圆图上的最左点〔短路点〕沿等反射系数圆顺时针旋转至该点，读出旋转的角度。大全标准文案如图，转过的电长度：〔180-55.7〕/360*0.5=0.173l/依据转过的角度和介质基片的r、H、特征阻抗、频次用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。以下列图：大全标准文案4．画出原理图，在用微带线画出根本的原理图时，注意还要把衬底增添到图中，将各局部的参数填入。注意微带分支线处的不平均性所惹起的影响，选择适合的模型。5．负载阻抗选择电阻和电感串连的形式，连结各端口，达成原理图，并且将工程的频次改为1.8—。原理图如以下列图所示：此中，MLSC代表单短截线，MLIN中ID=TL2者代表单短截线距负载的距离。6．增添矩形图，增添丈量，点击剖析，丈量输入端的反射系数幅值。调谐从前丈量结果如以下列图所示：大全标准文案7．调谐分支线的长度l以及与负载的距离d。只调理长度，范围为10%，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频次2GHz处最低。调谐以后的原理图和丈量结果如以下列图所示：大全标准文案双枝节般配器1．成立新工程，确立工程中心频次为2GHz。依据实验内容中的要求计算出各参量，写入OUTPUTEQUATION。如以下列图所示。此中参数说明以下：参数说明：zl：负载阻抗z0：特点阻抗z1：归一化负载阻抗T1：负载处的反射系数〔在圆图上即为负载阻抗〕Tl：负载阻抗沿等反射系数圆顺时针旋转d1/1/4电长度后获取的阻抗zin：输入阻抗zin1：归一化输入阻抗Tin：输入阻抗对应的反射系数〔在圆图上即为输入阻抗〕Rj：大圆Rp：1+jx圆R：负载阻抗处等反射系数圆Rf：旋转/8后的协助圆Rd：过负载阻抗的电阻圆2．将归一化输入阻抗和负载阻抗所在地点分别标在Y-Smith导纳圆图上。如以下列图所示，归一化负载阻抗为T1，将其沿等反射系数圆顺时针旋转d1/1/4电长大全标准文案度后获取的阻抗为Tl。归一化输入阻抗等于0，位于圆图中心般配点。3．设计双枝节般配网络，在图上确立分支线的长度l1、l2所对应的电长度，用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。如图，先从Tl处〔此Tl已经是归一化负载阻抗T1沿等反射系数圆顺时针旋转d1/1/4电长度后获取的阻抗〕沿等电导圆旋转至由1+jx圆逆时针旋转/8后获取的协助圆上。电导的变化值：再将协助圆以及圆上的该点顺时针旋转/8，回到1+jx圆上。再从该点〔图中最上方点〕沿电导圆旋转到圆心阻抗般配点。电导的变化值：将Y1和Y2对应的电导圆与大圆的交点在圆图上标出。从开路点沿等反射系数圆顺时针大全标准文案旋转至此二点，如以下列图所示，从图中可看出转过的角度分别为：113.4、130.6。依据转过的角度和介质基片的r、H、特征阻抗、频次用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。以下列图：大全标准文案4．画出原理图，在用微带线画出根本的原理图时，注意还要把衬底增添到图中，将各局部的参数填入。注意微带分支线处的不平均性所惹起的影响，选择适合的模型。5．负载阻抗选择电阻和电感串连的形式，连结各端口，达成原理图，并且将工程的频次改为1.8—。原理图如以下列图所示：此中，MLEF代表开路线，MLIN中ID=TL2者代表单短截线距负载的距离。双支节网络分支线与负载的距离d1/4，两分支线之间的距离为d2/8。6．增添矩形图，增添丈量，点击剖析，丈量输入端的反射系数幅值。调谐从前丈量结果如以下列图所示：大全标准文案7．调谐分支线的长度l1、l2。只调理长度，范围为10%，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频次2GHz处最低。调谐以后的原理图和丈量结果如以下列图所示：大全标准文案五、实验结果剖析从实验中能够看出，调谐是电路设计的一个重要步骤。在调谐从前，因为在Smith圆图上标点时可能存在必定偏差等原由，中心频次可能会有所偏移，双枝节般配时偏移比较明显。调谐的原由在于：理论和实质可能存在差距。在调谐事后，中心频次抵达理想值，在实质中会有比较好的性能。六、实验中碰到的问题和解决方法1、这个实验包含单枝节和双枝节般配两局部，设计方法和我们在做微波习题时所用方法相像。可是用的是导纳圆图。因为对期中从前的知识忘记许多，并且本来对导纳圆图和阻抗原图之间的关系等等不熟习，刚开始时花销了好多时间研读实验教材、回忆从前做题的步骤。并且因为大意，误认为圆图最左方点为开路点，第一次得出的图不正确。以后更正了错误〔将开路线改为了短截线〕，获取了正确的结果。2、对于怎样在圆图上画出负载阻抗点、输入阻抗点，开始时我直接画Rl、Rin，以后在老师的指导下理解了，史密斯圆图上的坐标是反射系数，要标阻抗点需要将其先转变成对应的反射系数。这样才正确地画出了各点。对于怎样画反射系数圆、电阻圆等，也花了好多时间思虑。可是正是在这个过程中，我们渐渐熟习了MicrowaveOffice的使用及微波电路设计方法。大全标准文案实验三四分之一波长阻抗变换器一、实验目的1．掌握单节和多节四分之一波长变阻器的工作原理。2．认识单节和多节变阻器工作带宽与反射系数的关系。3．掌握单节和多节四分之一波长变阻器的设计与仿真。二、实验原理1、单节四分之一波长阻抗变换器四分之一波长阻抗变换器是一种阻抗变换元件，它可用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的般配，以保证最大功率的传输；其他，在微带电路中，将两不一样特征阻抗的微带线连结在一同时为了防备线间反射，也应在二者之间加四分之一波长变阻器。〔1〕负载阻抗为纯电阻RL假定主传输线特征阻抗为Z0，可是RLZ0,那么能够在RL与主传输线之间接入一段特性阻抗为Z1的四分之一波长的传输线，使得该线段输入参照面的输入阻抗与主传输线的特性阻抗相等。这样就实现了般配。依据传输线理论得：Z1RLZ0。因为无耗传输线的特征阻抗Z0、Z1均为实数，所以四分之一波长变换器一般用来般配电阻性负载。明显，/4线段只好对频次f0获取理想般配。当频次变化时，般配将被损坏，主传输线上的反射系数将增大。当ff0时，主传输线在随意频次下反射系数的模为：|||Z11Z0||RL1|/(RL1)24(RL)tan2(?f)〔*〕Z11Z0Z0Z0Z02f0定义以下公式为变阻器的中心频次和相对带宽：f0(f1f2)/2Wq(f2f1)/f0式中，f2和f1分别为频带的上下界限，f0为中心频次，Wq为相对带宽。假定m为可允许的最大反射系数幅值，当ff1fm时，||m，代入式*中得：fmarccosm2Z0RL〔〕m2|RLf021Z0|因为*式中的响应在中心频次f0处是对称的，变阻器的相对带宽近似变成：大全标准文案2(f0fm)Wqf0再将式代入上式得：Wq24arccosm2Z0RL2|RLZ0|1m此外对应于频次fm〔对应m〕的相位m为：m(fm)，所以Wq也可表示为：2f04mWq=2〔2〕负载阻抗为复数ZL我们知道实现般配从前线上会存在驻波。在电压波腹和波节地点的输入阻抗为纯电阻，他们分别是RmaxZ0，RminZ0/，此中为驻波比。这时能够把电压波节处的输入阻抗作为等效负载阻抗，即：Z1Z0Z0/Z01/而将变换器接在电压波节地点〔离负载LM处〕，也可把电压波腹的输入阻抗作为等4效负载阻抗，求得Z1Z0Z0Z0而将变换器接在电压波腹处〔离负载LN处〕。42、多节四分之一波长阻抗变换器单节四分之一波长变阻器是一种简单而实用的电路，其弊端是频带太窄。为了获取较宽的频带，能够采纳双节或多节阻抗变换器。如以下列图所示，图中显示了N节阻抗变换器，Z0,Z1,Z2，Zn为各节的特征阻抗，Zn1为负载阻大全标准文案抗，并假定Zn1ZnZn1,...,Z2Z1Z0，每节点长度均为l，l为在中心频次处四分之一波长。设计多节四分之一波长变阻器时，往常采纳二项式〔最平展〕相应和切比雪夫〔等涟漪〕响应。两种设计方法都有各自的优弊端，二项式阻抗变换器拥有最平展的通带特征，而工作带宽较切比雪夫变换器窄；与二项式阻抗变换器对比，切比雪夫阻抗变换器是以通带内的涟漪为代价而获取最正确带宽的。1〕二项式多节阻抗变换器二项式多节阻抗变换器的近似设计公式：lnZn12NCnNlnRLn0,1,2,...,NZnZ0式中，CnNN!(Nn)!n!下面议论二项式变阻器的带宽：11/Nmmarccos|A|2411/NWq2marccos2|A|〔2〕切比雪夫多节阻抗变换器切比雪夫阻抗变换器的设计方法是：使它的反射系数的模随按切比雪夫多项式变化。附录6中给出了切比雪夫阻抗变换器的设计表格，此中R为阻抗比，RRL，n为节数。Z0注意表中给出的是驻波比，带内最大驻波比与反射系数的模的关系为：m

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。当阻m抗比R和相对带宽Wq一准时，节数越多，带内最大的驻波比越小；同应当阻抗比

和带内最大的驻波比一准时，变阻器的带宽越宽，所需节数越多。三、实验内容〔1〕：负载阻抗为纯电阻RL=150，中心频次f0=3GHz，主传输线特征阻抗Z0=50，介质基片r，厚度H=1mm，最大反射系数模不该超出0.1，设计1、2、3节二项式变阻器以及3节切比雪夫阻抗变换器，在给定的反射系数条件下比较它们的工作带宽，要求用微带线形式实现。〔2〕负载阻抗为复数：ZL=〔85-j45〕，中心频次f0=3GHz，主传输线特征大全标准文案阻抗Z0=50，在电压驻波波腹或波节处利用单节四分之一波长阻抗变换器，设计微带线变阻器，微带线介质参数同上。四、实验步骤1〕对于纯电阻负载，依据条件，确立单节和多节传输线的特征阻抗及相对带宽。特征阻抗：单节：Z1RLZ0二节：lnZ122C02lnRLlnZ222C12lnRLZ0Z0Z1Z0解得：Z1Z2三节：lnZ123C03lnRLlnZ223C13lnRLlnZ323C23lnRLZ0Z0Z1Z0Z2Z0解得：Z1Z2Z3相对带宽：单节：A2NRLZ02115050RLZ0150504arccos11/N4arccos11/1Wq2m22|A|2|0.25|二节：A2NRLZ02215050RLZ0150504arccos11/N4arccos11/2Wq2m22|A|2|0.225|三节：A2NRLZ02315050RLZ015050411/N411/3Wq2arccosm22|A|arccos|0.0625|2〔2〕依据各节传输线的特征阻抗，利用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度。每段变阻器的长度为四分之一波长〔在中心频次〕，即lg0/4，g0为对应频次f0处微带线的等效波长。计算结果以下：一节：大全标准文案ZLW150二节：Z0=50Z1=65.8Z2=113.96Z3=150ZLW50150三节：Z0=50Z1=57.36Z2=86.60Z3=130.75Z4=150ZLW50150〔3〕对于复数负载ZL，依据负载阻抗ZL、特征阻抗Z0，计算归一化负载阻抗和反射系数，将负载反射系数标在Smith圆图上，从负载点沿等驻波系数圆向源方向旋转，与Smith圆图左半实轴交点，即电压驻波波节处，旋转过的电长度为LM，计算变换器的特征阻抗；向源方向旋转与Smith圆图右半实轴交点，即电压驻波波节处，旋转过的电长度为LN，计算变换器的特征阻抗。OUTPUTEQUATION中输入以下公式：此中TL为负载反射系数，T为过此点的等反射系数圆。标在圆图上如以下列图所示。分别从负载处沿等反射系数圆旋转到电压波节和波腹点，即圆图最左和最右方的两个点。转过的电长度LM和LN对应的角度分别为：、。大全标准文案而后能够从以下列图中读出二者的归一化阻抗值〔即实轴上两点的归一化阻抗〕，即我们现在要般配的负载：反归一化得：RMRN。利用R和Z0，代入单节四分之一波长变换器的公式中，可得：Z1mRMZ01nRNZ04〕依据传输线的特征阻抗，利用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度，以及对应电长度为LM、LN的微带线长度。大全标准文案如上图所示，对于四分之一波长变换器，将算出的特征阻抗Zlm、Zln和90度的电长度输入TXLINE中进行计算。对于电长度为LM、LN的微带线，将电长度LM、LN和50的特征阻抗输入TXLINE中进行计算。计算结果以下：电压驻波波节处的一组解：ZdegWL电压驻波波腹点处的一组解：ZdegWL(第一行为第一节微带线，不过为了供给与Z0的接口；第二行为四分之一波长变换器，其电长度为90度，特征阻抗是依据公式计算所得；第三行为第三节微带线，目的是将复数负载转变成实数负载，所以电长度为在Smith圆图上转过的电长度，特征阻抗与传输线的特征阻抗同样。)5〕在MicrowaveOffice下达成单节变阻器、二项式多节变阻器原理图，要考虑微带线的不平均性，选择适合的模型，如微带线阻抗跳变点处。以下列图，分别为单节、二项式二节、二项式三节变阻器、复数负载时的单节变阻器原理图：单节：大全标准文案二节二项式：三节二项式：大全标准文案单节复数负载：6〕在Proj下增添图，丈量反射系数。分别丈量结果以下〔调谐前〕：单节：二项式二节：大全标准文案二项式三节：单节复数负载：〔7〕调谐各微带线的长度。只调理长度，范围为10%，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频次3GHz处最低。调谐以后的原理图和丈量结果如以下列图所示：单节：大全标准文案二节二项式：大全标准文案三节二项式：复数负载：dB图：大全标准文案幅度图：〔8〕对于纯电阻负载，上述指标不变，采纳3节切比雪夫阻抗变换器从头设计上述阻抗变换器，利用m特征阻抗。

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求出带内允许的最大驻波比，查阅附录6，确立其相对带宽和计算得阻抗比RRL=3，m1m=。查带内驻波比和R与Wq的关系表，Z01m得相对带宽为1。又依据Wq与R查各节归一化特征阻抗表，得z11.24988，z2R1.732，z3R/z1。反归一化得：Z162.494，Z286.6，Z3120。大全标准文案据传输线的特征阻抗，利用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度。获取的结果以下：ZWL50120150画出原理图以下：此中中间三段分别为Z1、Z2、Z3。丈量得反射系数随频次的变化以下：调谐各微带线的长度。只调理长度，范围为10%，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频次3GHz处最低。调谐以后的原理图和丈量结果如以下列图所示：大全标准文案五、实验结果剖析在做完好个试验后，将原理图移到同一个工程中，并仿真，以便进行对比。所得结果如以下列图所示：原理图：大全标准文案丈量结果〔幅度图〕：由图中可见，跟着变阻器节数的增添，m处带宽渐渐增添，与理论计算结果根本同样。比较二项式变阻器与切比雪夫阻抗变换器的通带特征可发现，二项式阻抗变换器拥有最平展的通带特征，而工作带宽较切比雪夫变换器窄；与二项式阻抗变换器对比，切比雪夫阻抗变换器是以通带内的涟漪为代价而获取最正确带宽的，所以带内平展度不如二项式变阻大全标准文案器。丈量结果dB图以下：六、实验中碰到的问题及解决方法1、这个实验包含的内允许多，做起来也有一点难度。比如负载为复数时的二项式变阻器，需要先将复数负载利用一段传输线转变成实数负载，刚开始时我就没有太理解。以后认真看书、与同学议论后才理解了原理，在此根基上很快做出来了。2、第一次做时我分别建了多个工程，实现单节、二三节二项式、三节切比雪夫变阻器。以后发现这样做不利于比较变阻器的带宽以及平展特征等，所以将它们都挪到了一个原理图中，丈量结果画在同一张图里。这样能够比较清楚地对结果进行剖析比较。大全标准文案实验六功率分派器一、实验目的1．掌握功率分派器的工作原理和剖析方法。2．掌握微带线功率分派器的设计与仿真。二、实验原理功分器是一种功率分派元件，它是将输入功率分红相等或不相等的几路功率，自然也可以将几路功率合成，而成为功率合成元件。在电路中常用到微带功分器。图中为两路微带线功分器。对功分器的要求是：两头口的功率按必定比率分派，并且两头口之间相互隔绝。当两个输出端口接般配负载时，输入端口无反射。功分器的技术指标为：功分比、插入消耗和隔绝度。以下列图，当1端口输入功率P1时，2端口和3端口的输出功率分别为P2和P3，假如功分比为k2，那么P3k2P2〔或P2k2P3〕；当1端口接般配负载时，2端口到3端口〔或3端口到2端口〕的传输系数表示功分器的隔绝度；当3端口〔或2端口〕接般配负载时，1端口到2端口〔或3端口〕的传输系数为功分器的插入消耗。在图中，功率从1端口输入，分为两路，经过一段四分之一波长的微带线传输后，抵达2端口和3端口。1端口的特征阻抗为Z0，1到2端口、1到3端口的微带线特征阻抗分别为Z02、Z03，线长为g/4。R2、R3分别为从2端口、3端口向负载看过去的阻抗。R为2端口、3端口之间的隔绝电阻。下面确立Z02、Z03、R2、R3的计算式。以下列图，1端口的输入功率为P1，2端口、3端口的输出功率分别为P2和P3，对应的电压为V2和V3。依据对功分器的要求，那么有P3k2P2：|V3|2/R3k2|V2|2/R2为了使在正常工作时，隔绝电阻R上不流过电流，那么V3V2，于是得R2k2R3。假定大全标准文案取R2kZ0，那么R3Z0/k。因为两路微带线长为g/4，故在1端口处的输入阻抗为Zin2Z2/RZin3Z2/R022033为使1端口无反射，两路微带线在1端口处的总输入阻抗应等于1端口的特征阻抗Z0，即Y01/Z0R2/Z022R3/Z032假定电路无消耗，那么|V1|2/Zin3k2|V1|2/Zin2式中，V1为1端口处的电压。所以Z02k2Z03Z03Z0(1k2)/k30.5Z02Z0(1k2)/k下面确立隔绝电阻R的计算式。跨接在2端口和3端口之间的电阻R，是为了获取2端口与3端口之间相互隔绝的作用。当信号从1端口输入，2端口、3端口接负载电阻R2、R3时，2、3两头口等电位，故电阻R没有电流流过相当于R不起作用；而当2端口或3端口的外接负载不等于R2或R3时负载有反射，这是为使2、3两头口相互隔绝，R一定有确立的值，经计算：RZ0(1k2)/k以下列图，微带线功分器输出端的特征阻抗与输入端同样，所以2端口、3端口的特征阻抗都是Z0。为了般配需要，在2端口Z0与R2之间加一段特征阻抗为Z04，电长度为g/4的阻抗变换段，在3端口Z0与R3之间加一段特征阻抗为Z05，电长度为g/4的阻抗变换段，Z04、Z05分别为Z04(R2Z0)Z05(R3Z0)图中两路微带线之间的距离不宜过大，一般取2~4带条宽度。这样可使跨接在两微带线之间的电阻R的寄奏效应尽量减小。三、实验内容大全标准文案设计仿真一个两路微带线功分器。：端口特征阻抗Z050，功分比k21.5，介质基片为：r=4.6，H=1mm。指标以下：中间心频次2GHz，相对带宽20%时，〔1〕两输出端口的功分比〔|S31|2〕为1.495~1.505；S21〔2〕两输出端口的隔绝度〔20lg|S32|〕不小于25dB。四、实验步骤〔1〕依据条件利用上述公式计算R2、R3、Z02、Z03、R、Z04、Z05的值。将公式输入到OUTPUTEQUATION中进行计算，结果如以下列图所示：2〕利用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度。成立一个新工程，选择单位和工程频1.8~2.2GHz。如图，将上一步算得的特征阻抗输入到TXLINE中，进行计算。电长度为90度，中心频2GHz。大全标准文案计算结果以下：ZLWZ050Z02Z03Z04Z05R设Y是Z02和Z03的长度，X1、X2分别为Z02、Z03连结线的长度，那么有X1+Y=20.83,X2+Y=20.213。又设A和B是连结隔绝电阻的微带线长度。假定电阻长为3mm，那么A取(X1+X2-3)/2，且有A+B+3=X1+X2〔电阻的长度R加两段微带线的总长度与Z02、Z03两路微带线之间的垂直距离同样〕。这些拘束关系需写到GLOBALDEFINATION中。如以下列图所示。〔3〕输入原理图。用两段微带线与电阻R的两头相连结，微带线的特征阻抗与R一致，及其宽度由R确立，长度能够调整。上述拘束关系也需写到原理图中，便于调谐时使用。原理图以下：大全标准文案〔4〕增添丈量，丈量输入端口到两个输出端口的传输系数〔|S31|，|S21|〕以及隔绝|S32|。5〕仿真剖析，察看端口S参数能否知足设计要求。调谐前丈量获取的结果以下列图：明显不知足要求。实验要求中心频次在2GHz，在1.8~2.2GHz时知足隔绝度不小于25dB，功分比为1.495~1.505〔换算成dB后有：20lg|S31|-20lg|S21|为〕。但此时中心频次偏离了2GHz，且1.8GHz时明显小于25dB。上边的两条横线之间的距离，即大全标准文案20lg|S31|-20lg|S21，也不知足要求。6〕调谐电路元件参数，选择调谐变量，调整变量的数值，在图上察看功分比和隔绝度的变化，选择最正确值。以下列图，将电阻的长度R加两段微带线的总长度与Z02、Z03两路微带线之间的垂直距离同样，即A+B+3=X1+X2等拘束关系写到原理图中。调理Y、A、Z04、Z05的值。图中所示为调谐以后的结果。这时丈量得出的反射系数dB图以下：可见此时中心频次在2GHz，在1.8~2.2GHz频次范围内隔绝度大概在25dB以上。上边的两条横线之间的距离，即20lg|S31|-20lg|S21，所以功分比大全标准文案也知足要求。〔7〕当功分比k2=1时，上述功分器变成平分功分器，它将输入功率分为相等的两路，两个输出端口的功率理论上相等，从头设计上述实验。在OUTPUTEQUATION中，将k改为1，其他不变，计算结果如以下列图：由计算结果可见，Z04和Z05特点阻抗为50，与端口的阻抗值同样，这时不再需要用来与端口般配的两条微带线。用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度，以下：大全标准文案ZLWZ050Z02Z03Z0450Z0550R100GLOBALEQUATION中输入拘束条件，如以下列图所示：输入原理图。由从前的剖析可知，不需要最右侧的两条微带线，其他构造与第一个功分器同样。将计算出的长度和宽度输到对应地点。如以下列图所示：大全标准文案增添丈量，丈量输入端口到两个输出端口的传输系数〔|S31|，|S21|〕以及隔绝度|S32|。仿真剖析，察看端口S参数能否知足设计要求。如以下列图所示，可见固然功分比知足，但中心频次偏离了2GHz，且1.8GHz时明显小于25dB。调谐电路元件参数，选择调谐变量，调整变量的数值，在图上察看功分比和隔绝度的变化，选择最正确值。大全标准文案如图，仍要求电阻的长度R加两段微带线的总长度与Z02、Z03两路微带线之间的垂直距离同样，即A+B+3=X1+X2。调理Y、A、Z04、Z05的值。图中所示为调谐以后的结果。这时丈量得出的