六门杭电期末考试卷及相关课件-模电第6章

集成电路设计原则MOSFET与BJT的比较集成电路中的偏置---电流源高频响应----通论有源负载共源和共射放大器CS与CE放大器的高频响应有源负载共栅和共基放大器cascode放大器源极(射极)接负载的CS和CE放大器源极跟随器与射极跟随器一些实用的晶体管对放大器改进型镜像电流源电路概述6.1集成电路设计原则尽量只使用MOS管来实现电路尽可能多的功能。不能使用参数值大甚至中等大的晶体管，但可以使用恒流源。大电容（耦合电容和旁路电容）必须避免使用，但数值很小的电容几pf的电容很容易实现。（4）不能使用太大或太小的电阻。几百欧到几千欧最合适。低压工作(0.2v左右)可以减少功率损耗，但对电路设计

提出了许多双极型集成电路提供了许多优点,和CMOS电路的结合可带来创新的成果。称为

S电路。back6.2

MOSFET和BJT的比较1.典型参数比较MOS管Lmin为0.13um已经

,BJT管基区宽度0.1um.2.重要特性比较:（1）工作条件MOS：vt两者数值几乎相当。BJT:VBE(on)电流-电压特性：平方关系和指数关系低频混合

模型（4）低频T模型（5）交流参数ro,gm,A0MOSFET和BJT的比较（6）高频模型（7）传输频率fT由理想电压源供电的带有负载电容CL的共源放大器的频率响应。假定晶体管工作在比fT值小得多的频率上，故不考虑电容BACK6.3集成电路中的偏置---电流源恒流源在集成电路中的作用：提供直流偏置电流作为放大器的有源负载基本参数输出电流IO输出电阻rO6.3集成电路中的偏置---电流源1.MOSFET基本电流源

2'D12D11

WVGSREFLI

IR

VDD

I

kV

Vn

GS

tn

1Q1工作在饱和区，忽略沟长效应假设Q2也工作在饱和区电流传输比(WIoIREF(1)工作条件：外电路保证Q2一定工作在饱和区

Q2作为恒流源输出，必须工作在饱和区则Vo

VGS

vt

即即当Vo低至Vov,也就是零点几伏时，电流源仍能正常工作(2)考虑沟道长度效应设Q1、Q2完全匹配，则IO=IREF，必有VO=VGS,当VO>VGS时，IO会因rO2而增大。Vo

Vov(2)考虑沟道长度效应oo

2oI

VA2

rR

00IV1W

/

LW

/

LOIV

V

V

2

I1

o GS

REFA2

2.MOS电流导向电路4451312(W

L)(W

L)5(W

L)(W

L)(W

L)3(W

L)2I

II

II

IREFREFQ5：电流源

Q2：电流吸收器3.BJT镜像电流源I

1

o

IREF1

2IS

2

mIS1Im

0

IREF1

m

1β足够大，且AE相等时，

IO=IREF注意：Q2必须工作在放大区若传输比为m，则可令AE2=mAE1,故IO=mIREF若β有限，且AE相等,则3.BJT镜像电流源OORI

VA2mVV

VI

I1

O BE

O REF

m

1

A2

14.一个简单的BJT电流源o O

2REFIREFoOREFIR

VCC

VBE

(on)I

VVBE

1

VOR

rI

I

VA

VA1

(2

/

)

A

5.电流导向电路I1

IREFI2

IREFI3

2IREFI4

3IREFREFRVEE

VCC

VEB1

VBE

2I若β足够大，且AE相同，则有6.镜像电流电路性能改进两个需要改进的性能参数（P557）(1)镜像电流源电流传输比的精度(2)电流源的输出电阻改进的镜像电流源电路Cascode

MOS

镜像电流源带基级电流补偿的BJT镜像电流源Wilson镜像电流源Wilson

MOS镜像电流源Wildar电流源BACK6.4高频响应----通论高频增益函数确定3dB频率fHa

通过定义求解b主极点法c

开路时间常数法定理1.高频增益的函数直接耦合低通滤波器低频段没有增益损失

增益保持在中频值AM，直到频率下降到零，

也就是直流状态增益函数A(s)

AM

FH

(s)ωP1

,ωP2

,….ωPn是正数，表示n个实数极点的频率ωZ1

,ωZ2

,….ωZn可正可负，也可以无穷大，表示n个实数传输零点的频率Pn(1

s

P1

)

(1

s

P

2

).....(1

s

)(s)

(1

s

Z1

)(1

s

Z

2

).....(1

s

Zn

)HFBACK2.确定3dB频率(1)根据定义确定假设ωP1<ωP2

<….<ωPn

和ωZ1

<ωZ2<….<ωZnA(H

)

AM

3dB2HA(

)

AM1

1

1

12

222Z

2Z1P

2P1H

1

(

....)

2(

....)BACK式(6.36)(2)主极点法如果最低频率的极点与最近极点或零点之间的距离至少大于两个二倍频程（即相差4倍时），这个点就被称为主极点，因此这个3dB频率就由主极点决定， 则FH(s)近似为单极点函数H

P1AM1

s

/

P1A(s)

BACK(3)开路时间常数法进行估算其中使用条件：若零点不是主极点，而极点中的一个(比如P1)为主极点，则有12Hn1

a

s

a

s2

a

snF

(s)

1

2

n

1

b

s

b

s2

b

sn1p1

p

2

b

11

1Hi

ioibC

R

(3)开路时间常数i为了确定每个电容Ci

的作用a

令其它所有电容为零b

令其它所有信号源为零c

求出从Ci

看进去的电阻Rio对电路中的所有电容都重复这一过程i

ioC

RH

1开路时间常数法举例这是一个场效应管放大器的高频等效电路这个构造是共源极

VOMm

L(g R

)

10.8V

/VsiginsigRinAVR

R

①求中频增益②求Cgs的并联电阻Rgs

Rsig

||

Rin

gs

Cgs

Rgs

80.8ns③求Cgd的并联电阻

Vgs

VgsxIRin

RsigVgs

Ix

(Rin

||

Rsig

)

Ix

RG点的节点方程为D点的节点方程：

R

RL

gm

RLR

1.16M

L

VxIx

gmVgs

Vgs

VxgdxR

RI则

1160ns

gd

Cgd

Rgd1

128.3kHzHgsgd2

(

)

f

开路时间常数法有一个很重要的优点，它能电路设计 哪个电容在决定放大器的频率响应时起决定作用。BACK(4)定理阻抗Z可由两个阻抗代替Z1连接节点1和地Z2连接极点2和地

等效电路仅仅当电路的其余部分保持不变的时有效。否则V1和V2的比值可能发生变化。用

定理替换掉反馈或桥接电阻后，对

于负的K的值，得到的是输入端的

一个较小的电阻[减小因子为（1-K）]。如果反馈元件是一个电容，则它的值需要乘以（1-K）才能得到输入端的等效电容。反馈电容增大（1-K）倍的现象被称为倍增或

效应BACK6.5有源负载共源和共射放大器共源电路电流源作为一个有源负载源极接地直流分析直接在电路图上完成小信号模型分析Avo

gmroRi

RO

rOA0

m2.共源放大器的CMOS实现结构特点:Q1放大管，Q2负载管

Q2、Q3构成电流源，为

Q1提供偏置电流时，假设Q2、Q3匹配，又Q3一定工作在饱和区，则只要Q1和Q2工作在饱和区即可REFI

VA2ro

2CMOS共源放大器的传输特性曲线Ⅰ:Q1截止，vo=VDDⅡ:Q1饱和，Q2变阻A点是Q2变阻与饱和的分界VOA

VDDⅢ:Q1、Q2都饱和

Ⅳ:Q1变阻，Q2饱和VOB

VIB

Vtn

VOV1CMOS共源放大器的交流特性m1

o1ro

2o

2

o1

gm1

(ro1

//

ro

2

)oLRLvvo

Rr

r

(g

r

)

RA

ACMOS共源放大器小结可实现15~100倍的电压增益；输入电阻很大；输出电阻也很大；该电路不受衬底效应的影响；该电路通常是大规模放大电路的一部分，利用负反馈来保证电路确实工作在区域Ⅲ内。3.共射放大器a有源负载共射放大器b直接在电路图上完成小信号模型分析Ri

Avo

gmroROBACK6.6

CS与CE放大器的高频响应以CS为例分析，CE类似，求fH利用

定理进行分析利用开路时间常数法进行分析CS放大器高频等效电路模型Vsig、Rsig：表示的是RL：实际负载和有源负载CL：漏极与地之间的总电容等效后得到的信号源确定3dB频率的两种方法用定理用开路时间常数法gsCin

Cgd

C

(1

g

R

'

)m

L

CL

RCL

H

Cgs

Rgs

Cgd

Rgd1.用定理进行分析用 定理获得等效电路，忽略CL和Cgd产生的负载电流成分该模型在Rsig相对较大、CL相对较小时比较精确高频响应由Rsig

和Cin确定的极点决定利用

定理进行分析可以把桥电容Cgd用连接节点G和地，D和地的两个电容所替代由一个零点和两个极点的放大器要转化成只有一个极点的系统3dB上限频率仅由这个极点决定siginHm

Lgsgdin2C

Rf

C

C

C1'

)(1

g

R2.利用开路时间常数法进行分析Rgs

Rsig'R

R

(1

g

R

'

)

Rgd

sig

m

L

L'LCLR

R12

CL

RCL

H

Cgs

Rgs

Cgd

Rgd

Cgs

Rsigm

L

LL

LHH

f

Cgd

[Rsig

(1

gR

)

R

]

C

R关于CS电路高频特性的精确分析在节点D上，由KCL得到Vgs~VO的关系在节点G上，由KCL得到Vgs~Vsig的关系确定得到式(6.60)得到一个零点式(6.61)，两个极点式(6.66)、(6.67)3.Rsig较小的情况由式(6.60)可得1HL2

(Cgd

L

C

)R

f

CS放大器单位增益频率为ft

|

AM

|

fH

gmL2

(CgdL

C )R

小结:高频增益不再受限于信号源电阻和输入电容限制高频增益的因素出现在放大器输出端为了提高3dB频率

应当减少从G(B)

和D(C)端看进去的等效电阻4.CE放大器公式的改写高频等效电路图运用

定理得到的等效电路电路的求解套用共源电路的求解对公式改写BACK6.7有源负载共栅和共基放大器电路特点信号S极入，D极出。NMOS的衬底极必须接在电路的最低电位，故S与B未相连，因此必须考虑衬底效应电流源I提供偏置电流共栅放大电路中的衬底效应可简单的由(gm+gmb)替代场效应管的gm来等效Rs表示信号源内阻隐性地使用（b）中T模型直接在电路图上完成的小信号分析这电路不是单向的①求输入阻抗ii

ioii

i

iroi

(gm

gmb

)viroo

i

roiro

RLinmmb

o1

(g

g

)r

R

注意RL的出现，包括电流源I的输出电阻和其他可能连接的负载电阻。I.若ro

，则Rin

1/(gmII.

通常RLro，则Rin2

/(gm

gmb

)Lo

i

iIII.

若R

，则

i

i

0,R

②求电压增益

ii

RL

RLviiinRLm

mb

o

[1

(g

g

)r

]o

Lv

v

RA

vor

R若RL

，则Avo

1(gm

gmb

)rovsigsinLvo

sii

RLRLvo

RG

vo

Gvo

Avov

ii

(Rs

Rin)

R

RRL

A

ro

A

R01

RL

ro

RLvommbR注意到：inAg

g

A求输出电阻电路③求输出阻抗v

ixvx

[ix

(gm

gmb

)v]ro

v

vxoutx

Ri

ro

{1

(gm

gmb

)ro

]Rs

ro

Avo

RsCG组态的阻抗转换性质1isoutRsvo

RG

G输入阻抗Rin开路电压增益1

(gm

gmb

)ro

gm

mb

o

v

1

(gm

gmb)ro

Rs

(1

gm

Rs

)ro输出阻抗Rout

ro④

高频响应每个电容都有一端接地，因此，不受倍增效应的影响，相对于CS电流，CG电路的fH高很多。采用开路时间常数

法估算fH确定Rgs和Rgd的电路两个极点由两个电容产生两个极点频率通常都比

CS放大器的主极点频率高很多

Rs

/

/

RinRgs

RL

/

/

RoutRgd1Hgs

gsgdLgd

C

R2

C

R

Cf

2.有源负载CB放大器有源负载共基放大器ino1

re

(1

i

i

iR0(RL

/(1

)

ro

)in

eAR

r

RL注意：输入阻抗与β和负载有关隐含使用BJT的T模型直接在电路图上完成小信号模型分析输出端开路时的小信号分析Avo

1

gm

oRi

分析CB电路来确定Rout其中，R

R

||

re

e

Rout

rom

o

e

(1

g r

)R

R

(1

g R

)re

m

e

oRoutvo

e

ro

A

RCB放大器的输入和输出电阻有源负载CB放大器的参数输入阻抗开路电压增益输出阻抗m

oRLero

RLRin

eg

r

r

o

L

rr

R

(

1)voutR

r

(1

g r

)R

'o m

o

e

ro

(1

gm

Re

//

r

)3.CG(CB)

和CS(CE)的比较CG(CB)和CS(CE)的开路电压增益几乎相等更小的输入电阻和更大的输出电阻CG(CB)放大器不适合做电流放大器但适合做电流跟随器由于缺少

效应其具有更优越的高频响应Cascode

放大器是CG(CB)放大电路的重要应用BACK6.8Cascode放大器关于Cascode放大器将一个共栅（共基)放大器与一个共源（共发射极）放大器级联当做单级放大器与共源（共发射极）相比，cascode放大器可以实现更宽的带宽，但直流增益却没有损失；或者是cascode放大器可以获得更大的增益，但保持其增益带宽积不变。（这是两个情况）1.MOS管Cascode放大器第一级是CS放大器，第二级是CG放大器电流源偏置a)小信号模型等效电路利用这个电路可以进行各种输入输出阻抗的小信号模型分析画出等效电路电路是单向化的Rin

Ri

Rout

Ro

ro2

[1

(gm2

gmb2

)ro2

]ro1

ro2

Avo2ro1

(gm2ro2

)

o1b)输出端开路的cascode电路小信号模型等效电路若RL

,则Rin2

Av1

Avo1

gm1ro1

Avo

Av1

Avo2

gm1ro1[1

(gm2

gmb2

)ro2

]

A

A

(g r

)20RL

A0roRLvLout01

02

m

oRLvo

RA

A

A

2

R短路互导增益为Gm

（a）和（b）cascode放大器的两种输出等效电路（c）用来确定CS级Q1电压增益的等效电路01mmbAv1

gm

[ro

||

(g

gA

RL

)]c)MOS管cascode电路参数输入电阻开路电压增益inR

A(2vCascode使开路电压增益从Ao

增加到Ao2输出电阻Rout

A0ro12.MOS管cascode的高频响应画出了晶体管

各个电容的cascode电路

Rsig

[Cgs1

Cgd1

(1

gm1Rd1

)]Rd1

(Cgd1

Cdb1

Cgs

2

)

Cgd

2

)(RL

||

Rout

)(CL

H当Rsig=0时，cascode对增益和带宽的影响。Cascode级联使得电流增益增大了Ao倍，却可保持单位增益频率不变。注意，要获得较高电压增益，负载电阻必须增大Ao

倍3.BJT管cascodeBJT管cascode放大器它和MOS管cascode放大器很相似a)小信号模型注意忽略rxb)输出端开路的cascode电路（a）用开路电压增益

Avo

表示的cascode等

效电路（b）用总短路互导Gm

gm表示的等效电路（c）用来确定CE级Q1增益的等效电路c)BJT管cascode高频响应注意，除了BJT的电容C

and

C以外，图中还包括每个晶体和衬底之间的电容CcsBACK6.9源极(射极)接负反馈的CS和CE放大器一、源极接反馈电阻Rs的CS放大器小信号分析电路输出端开路的电路用来求Avo等效输出电路用Gm表示的另一种形式的等效输出电路1.源极接负反馈的CS放大器电路参数输入电阻输出电阻短路互导Rin

smb

g

)R

]mooutR

r

[1

(gmb

smgm固有电压增益Avo

gmro阻抗Rs对Avo没有影响m

g

)R1

(gG

2.性能改进Rs减少了放大器的互导并通过相同的途径增加了放大器的输出阻抗这个因素是负反馈引起的提高了放大器的线性范围smbm[1

(g

g

)R

]

gmb

)Rsvi

1

(gmvgs13.高频响应等效电路确定由

Cgd视入的电阻Rgd4.频率响应的一些参数1

gm

gmb

RsRgs

roLRgd

Rsig

1m

L

CL

RCL

H

Cgs

Rgs

Cgd

Rgd

Cgd

Rgd1

1Hgd

gd2

C

Rgd

sig

M2

C

R

Af

gdR

G

R'

R

A

Rm

L

sig

M

sig二、射极接电阻的CE放大器与CS放大器中的源极负反馈相比，射极负反馈对CE放大器来说更有用，这是因为射极负反馈增大了共射放大器的输入电阻ro的出现降低了

Re对增加Rin的影响这是因为ro分走了一部分本应流过

Re的电流L

oin

ee

1

R

rR

(1

)r

(1

)R1输出电阻Ro和CB电路的Rout相同Ro

ro

(1

gm

Re

)射极接电阻的CE放大器的总结有源负载CE放大器的射极加入一个相对较小的电阻Re有效跨导减小了(1+gm

Re)倍使输出电阻增大了相同的倍数削弱了

效应，从而相应地增加了放大器的带宽输入电阻Rin扩大了一定的倍数，这个取决于Re射极负反馈电阻Re增加了放大器的线性范围BACK6.10

源极跟随器和射极跟随器一个集成电路源极跟随器恒流源I用一个NMOS镜像电流源实现RL包括了负载电阻和电流源I的输出电阻a.源极跟随器的小信号等效电路模型b.简化了的等效电路c.交流性能开路电压增益输出电阻11

rogmvA(1

)gm//

rombm1

g1Ro

g2.源极跟随器的频率响应等效电路a.简化了的等效电路b.确定由Cgs视入的电阻

Rgsc.性能特点两个零点零点将位于s平面的负实轴上零点频率非常接近于单位增益的频率Z

2

TgssZ1

Cs

gmZ

2电容Cgd的时间常数电容CL的时间常数

gd'm

L1

g

Rsig

LgsR

R

Rgd

Cgd

Rsig

Rgs

Cgs'Rgd电容Cgs的时间常数

gsR

C

CL

RCL