高频电子线路之高放

1、高频电子线路之高放 第1页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五 3.4 晶体管功放的高频特性前言：对于晶体管，Cbc在f0.5f 时，可以忽略其对电路的影响。高频中：f0.5f 我们叫其为低频区，这是一个相对的称呼。按功放工作频率相对于fT划分区域可分为： f0.5f 低频区，忽略所有电抗的影响0.5f f0.2fT 中频区，只考虑容抗0.2fT f 高频区，考虑全部电抗的影响下面定性分析频率对晶体管功放的影响第2页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五一、基区内非平衡少子的影响1.平均渡越时间在基区内，非平衡少子自发射集到集电极所需要的时间叫渡越时间。平均渡

2、越角：例：显然，工作频率越高，渡越角越大第3页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五2.低频时：第4页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五3.高频时： 射极电流会产生一个负的拖尾（反向脉冲），相应集电极电流滞后，通角变大，导致效率降低。二、rbb的影响低频时： rbb rbe 高频时： rbe与rbb可相比较此时rbb上的压降加大，导致Vbm加大第5页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五三、饱和压降的影响 晶体管工作于高频时, 实验发现其饱和压降随频率提高而加大。第6页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五四、 发射极引线电感

3、的影响 在高频时，各电极引线电感的影响不可忽略。在共发射极电路中，尤其以发射极引线电感的影响最为严重。 相当于射极引入一个反馈，使Vbe下降，从而使Po下降，即功放管增益下降。为了减小引线电感，除了改进晶体管结构外，在电路安装时应尽量缩短管外引线，尤其时公共端对地的引线，以免使功放管增益下降，或产生不需要的反馈和使工作不稳定。第7页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五 3.5 谐振功率放大器电路 谐振功率放大器电路包括集电极馈电电路、基极馈电电路和匹配网络等，下面分别加以叙述3.5.1 各极馈电电路的构成法则满足条件一、集电极电路 为了尽可能的将直流能量转换成高频能量，馈电线

4、路应满足：1.管外电路尽可能无电阻，即IC0m流过直流源VCC，电源给出能量。第8页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五2.IC1m通道：管外电路除谐振回路外无电阻，IC1m流过回路，得到高频能量。3.Icnm通道：管外电路短路无电阻， Icnm流过回路不产生压降，不产生高频输出。二、基极电路1.VBB加在B、E极之间，通路中无损耗。2.Vb（t）加在B、E极之间，通路中无损耗。3.5.2 集电极馈电电路馈电电路分串馈和并馈两种。串馈是指直流电源，晶体管和负载三部分在电路形式上串联。并馈是指直流电源，晶体管和负载三部分在电路形式上并联。但无论哪种电路形式, 直流偏压与交流电压

5、总是串联迭加的。第9页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五一、串联馈电书第95页图231a，图中的高频扼流圈Lc和高频短路电容Cc的作用在于阻止高次谐波流过直流电源并为其提供短路通道, 以免高次谐波影响直流电源的稳压性能。1.满足构成法则 对IC0m，回路上只经过VCC；对IC1m，回路上LC谐振，无 电阻；对Icn，回路上LC处于失谐状态。2.容抗 ，很小，可近似为短路。 感抗 ，很大，可近似为开路。3.优点：LC与CC处于高频地电位，它们的分布电容不影 响回路的谐振频率。 缺点：LC回路处于直流高电位，不能接地，安装调整 不方便。第10页，共48页，2022年，5月20日

6、，1点17分，星期五二、并联馈电 图见书95页图231（b） 图中Lc为高频扼流圈，Cc1为隔直流电容，Cc1为电源滤波电容。1.满足构成法则 2.容抗 ，很小，可近似为短路。 感抗 ，很大，可近似为开路。3.优点：回路处于直流地电位, L、C元件可接地, 故安装 调整方便。 缺点：Lc和Cc1不处于高频地电位,并接在回路上，承 受较高的交流电压，所以 它们对地的分布电容 直接影响回路的谐振频率。注：以上两种电路均满足第11页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五3.5.3 基极馈电电路1.馈电电路也分为串馈和并馈两种。2.在集电极馈电电路上，是用VCC这个电源供电，但在基极

7、上一般采用自给式偏置和分压式偏置。分压式偏置电路，书第96页图232（a）自给式偏置：VBB由自偏提供，而不用直流电源。 书第96页图232（b）与（c），有基极自给偏置，射极自给偏置，组合偏置和零偏置四种形式。自给偏置效应：偏置电压随输入信号电压振幅而变化的效 应。 在无输入信号时, 自给偏压电路的偏置为零。 随着输入信号的逐渐增大, 加在晶体管be结之间的偏置电压向负值方向增大。第12页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五例：1.T用NPN管 2.集电极串联馈电 3.采用基极自给偏置电路 4.基极采用并联馈电电路 5.电源电压VCC为24V。第13页，共48页，2022年

8、，5月20日，1点17分，星期五3.5.4 匹配网络引言 为了使谐振功放的输入端能够从信号源或前级功放得到有效的功率, 输出端能够向负载输出不失真的最大功率或满足后级功放的要求,在谐振功放的输入和输出端必须加上匹配网络。 匹配网络的作用是在所要求的信号频带内进行有效的阻抗变换(根据实际需要使功放工作在临界点、 过压区或欠压区), 并充分滤除无用的杂散信号。 匹配网络是介于末级放大器于实际负载之间的耦合回路，一般要达到如下要求：将外接负载RL变换为放大管所要求的负载Re，以保证放大器高效率的输出所需的功率。第14页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五滤波性要好，抑制工作频率范围

9、以外的不需要频率。要保证放大器传输到负载的功率最大，即要求网络的传输效率 尽可能接近1。结构要求尽可能的简单。类型：有L型， 型，T型，双回路和多级耦合网络等。回路基础：串、并联回路的互换。一、倒L型网络电路原理图 按照电感和电容接在串臂或并臂的不同分为高通型和低通型两种。当电感L接在并臂上，是高通型；电容C接在并臂上是低通型。计算已知rA，Re和w，分别求串联电路和并联电路的L、C。第15页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五倒L网络的效率滤波度（越大越好）定义：负载支路中的谐波电流含量小于集电极内谐波含 量的蓓数。第16页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星

10、期五对于（a）（b）两种电路：所以低通型优越高通型。小结：1.rA，Re确定后，Qe值不可调。2.滤波度和效率之间存在矛盾。所以Qe值一般取510。二、 型网络电路原理图 按照电感和电容接在串臂或并臂的不同可有四种类型。计算已知rA，Re和w，以a图为例，分别求出L、C1和C2。方法：把 型网络分解成两个倒L型网络。先求第一级， 再求第二级。第17页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五讨论 型网络匹配rA、Re时，需给出Q1，既实现阻抗变换， 还可保证一定滤波功能。2.3.第18页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五三、T型网络电路原理图 计算已知rA，Re

11、和w，分别求出XS1、XS2和XP。方法：把T型网络分解成两个倒L型网络。先求第一级， 再求第二级。讨论1.2. L型网络不太适应调整参数，一般T型网络作中间级耦 合， 型低通在输出电路中应用较多。第19页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五例 已知某电阻性负载为10，请设计一个匹配网络，使该负载在20MHz时转换为50。 如负载由10电阻和0.2H电感串联组成，又该怎样设计匹配网络?解：由题意可知，匹配网络应使负载值增大，可采用倒L型网络。 如负载为10电阻和0.2 H电感相串联，在相同要求下的设计步骤如下： 第20页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五由

12、1560pF和318pF两个电容组成的倒L型匹配网络即为所求，如图例1.3(b)虚线框内所示。这是因为负载电感量太大， 需要用一个电容来适当抵消部分电感量。在20MHz处，1560 pF电容和0.2H电感串联后的等效电抗值与(a)图中的0.16H电感的电抗值相等。第21页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五 3.6 倍频器（丙类）引言定义：输出信号的频率比输入信号频率要高n倍的电路， 所以谐振放大器谐振回路的谐振频率取为nf，实 现了倍频。倍频的目的：提高频稳度，因为频率越高，稳定性越差； 减弱了输入与输出回路的寄生耦合； 在主振频率不变的情况下，扩展工作波段； 降低了电子设

13、备的主振频率； 在调频调相发射机中，加大频移或相移，加 深调制深度；实现方法：f100MHz，采用变容管，阶跃二极管倍频器第22页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五一、基本原理谐振回路调谐在nw频率，所以对nw频率的信号谐振，呈现阻抗最大，起到选频作用。二、讨论1.倍频器不宜工作在过压状态，因为这时iC出现凹陷，影响到输出功率，并且其谐波分量并不增加。 2.n的选择：n6分析：随着n的增加，输出功率在下降，n如果太大，达不到目的，所以n不能太大。一般：第23页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五对输出效率：3.提高回路滤波能力 提高回路有载Qe 效率下降4

14、.若n过大，低于n次谐波的电流分量比n次谐波分量幅度大，不易滤波。第24页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五 3.7 功率合成技术引言 功率合成是实现多个晶体管功率放大器联合工作，同时对信号放大的技术。用合成技术将各输出端信号相加得到总输出。1.单个晶体管输出功率有限，当要求的Po不满足时，采用功率合成。2.要求：放大器之间相互隔离，互不影响；合成时损耗要小；应具有宽频带特性（这样可不需要调谐）。3.实现功率合成的电路种类很多，一般都由无源元件组成，统称为魔T混合网络。4.本节主要讨论魔T混合电路第25页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五3.7.1传输线

15、变压器 普通变压器上、下限频率的扩展方法是相互制约的。为了扩展下限频率，就需要增大初级线圈电感量, 使其在低频段也能取得较大的输入阻抗，如采用高导磁率的高频磁芯和增加初级线圈的匝数，但这样做将使变压器的漏感和分布电容增大，降低了上限频率；为了扩展上限频率, 就需要减小漏感和分布电容，减小高频功耗，如采用低导磁率的高频磁芯和减少线圈的匝数，但这样做又会使下限频率提高。 传输线变压器是基于传输线原理和变压器原理二者相结合而产生的一种耦合元件。它是将传输线(双绞线、带状线或同轴线等)绕在高导磁率的高频磁芯上构成的，以传输线方式与变压器方式同时进行能量传输。优点：频带宽，结构简单，插入损耗小第26页，

16、共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五一、构成： 用传输线绕在高磁导率的铁芯磁环上，其中传输线可以是同轴电缆、双股线或带状线，磁环一般由镍锌高磁导率的铁氧体制成。上限频率：1000MHz，fmax/fmin达104。1.传输线： 当工作在低频段时，由于信号波长远大于传输线长度，分布参数很小，可以忽略，故变压器方式起主要作用。由于磁芯的导磁率高，所以虽传输线较短也能获得足够大的初级电感量，保证了传输线变压器的低频特性较好。 当工作在高频段时，若传输线是无损耗的，则传输线的特性阻抗第27页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五 其中L、C分别是单位线长的分布电感和分布

17、电容。在无耗匹配的情况下，上限频率将不受漏感、分布电容、高导磁率磁芯的限制。而在实际情况下，虽然要做到严格无耗和匹配是很困难的，但上限频率仍可以达到很高。 当Zc与负载电阻RL相等，则称为传输线终端匹配。在此无耗、匹配情况下，若传输线长度l与工作波长相比足够小(lmin8)时，可以认为传输线上任何位置处的电压或电流的振幅均相等，且输入阻抗Zi=Zc=RL，故为1:1变压器。可见，此时负载上得到的功率与输入功率相等且不因频率的变化而变化。2.实际上，为扩展上限频率：尽可能使RL接近ZC，才能终端匹配；尽可能缩短传输线的长度。第28页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五3.传输线

18、（理想情况） 由以上分析可以看到，传输线变压器具有良好的宽频带特性。根据传输线理论，只要传输线无损耗且终端匹配，信源向传输线供给功率不变，通过传输线全部被负载吸收，可认为是传输线有无限的工作频宽。 4.在上限频率范围内，传输线上电压和电流处处相等。 二、1:1倒相器 在图中, (a)图是结构示意图，(b)图和(c)图分别是传输线方式和变压器方式的工作原理图，(d)图是用分布电感和分布电容表示的传输线分布参数等效电路。 如果信号的波长与传输线的长度可以相比拟，两根导线固有的分布电感和相互间的分布电容就构成了传输线的分布参数等效电路。 第29页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五

19、 在以变压器方式工作时，信号从、端输入，、端输出。由于输入、输出线圈长度相同，从图(c)可见，这是一个11的反相变压器。第30页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五三、传输线变压器的应用1. 平衡和不平衡电路的转换图见书44页图146（b）得到大小相等对地相反的电压输出。2. 1:4和4:1的阻抗变换器 1:4 的阻抗变换器图见书45页图147（b）可以看出：一半能量经传输线传给RL，另一半能量不经过传输线直接传输给RL。该电路还可以理解为：将RL分为两个RL/2电阻串联。 第31页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五当负载RL为特性阻抗Zc的2倍时，此传输

20、线变压器可以实现1:4的阻抗变换。故此时的终端匹配条件是4:1的阻抗变换器图见书45页图147（a）可以看出：传输线供一半能量，信源供一半能量。9:1，16:1阻抗变换器注：传输线中阻抗变换均要求在n2:1或1:n2形式下，因为传输线的匝数无法改变。 图3.3.3给出了一个两级宽带高频功率放大电路, 其匹配网络采用了三个传输线变压器。第32页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五 三个传输线变压器均为41阻抗变换器。 前两个级联后作为第一级功放的输出匹配网络, 总阻抗比为161, 使第二级功放的低输入阻抗与第一级功放的高输出阻抗实现匹配。第三个使第二级功放的高输出阻抗与50的负

21、载电阻实现匹配。第33页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五3.7.2 功率合成与分配电路 在前面所分析的电路中，ZC与RL不一定相等，实现不了终端匹配。功率匹配：将某一高频信号的功率均匀的、互不影响的同时分配给几个独立的负载，使每一个负载得到功率相等，相位相同的信号。 利用功率合成技术可以获得几百瓦甚至上千瓦的高频输出功率。 理想的功率合成器不但应具有功率合成的功能, 还必须在其输入端使与其相接的前级各率放大器互相隔离, 即当其中某一个功率放大器损坏时, 相邻的其它功率放大器的工作状态不受影响, 仅仅是功率合成器输出总功率减小一些。第34页，共48页，2022年，5月20日

22、，1点17分，星期五一、魔T混合网络图见书40页图141在多端阻抗匹配条件下，魔T混合网络具有性能：1.输入功率Pin加在C端时，功率在A、B等分，相位相同， D端无输出功率（C、D相互隔离）。2. Pin加在D端时，功率在A、B等分，有180度相位差，C 端无输出功率。3. Pin加在A端时，功率在C、D等分，相位相同，B端无输 出功率（A、B相互隔离）。4. Pin加在B端时，功率在C、D等分，相位差180度，A端 无输出功率。5.A、B同时激励，C端：IA+IB(和端) ；D端：IAIB(差端)第35页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五+Vs1(t)_RaABDCRc

23、Rb+Vs2(t)_Rd图1-4-1第36页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五二、传输线变压器功率分配网络1.电路图及等效图Ra、Rb、Rc和Rd为A端B端C端和D端的匹配电阻。2.C端加激励(电路如图)： 当Ra=Rb时，D端无输出功率，AB端功率相等。同时ABD三端电势相等，所以Ra与Rb是并联作为负载，为了有最大输出功率， Rc=Ra/Rb=R/2。3.D端加激励(电路如图): 当Ra=Rb时，C端无输出功率，AB端功率相等。但Ia和Ib流向相反，所以Ra与Rb是相当于d的串联负载， Rd=RaRb= 2 R。第37页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星

24、期五RRAB1234CD2R0.5R等效电路R0.5RRACBDD2R第38页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五RdIdRaRb+ Vs _Rc+V_+V_IaIIIcC段加激励Ib第39页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五D段上加激励RdIdRaRb+ Vs _Rc+V_+V_IaIIIcIb第40页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五4.A端加激励(电路如图)： 当Rc=R/2,Rd=2R时，B端无输出功率。此时，CD端功率相等。同时从信源向外看其负载设为RL，当且仅当RL=Ra时，输出功率最大，可以求得RL=Ra =R。5.B端加

25、激励(电路如图)： 当Rc=R/2,Rd=2R时，A端无输出功率。此时，CD端功率相等但电流反相。当且仅当RL=Rb =R时，输出功率最大。6. 同相功率合成 AB端同时加激励源功率，且信源幅值相等，相位相同，则在D端，电流相位相反，相互抵消，在C端，电流相位相同，幅值加倍得到合成功率。第41页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五RaIdRd+ _ACBDA段加激励功率第42页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五IIIcIbB段加激励DDACB第43页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五7.反相功率合成 AB端同时加激励源功率，且信源幅值相等，但相位相反，则在C端，电流相位相反，相互抵消，在D端，电流相位相同，幅值加倍，得到合成功率。8.AB端互不影响，其隔离条件是Rd=4Rc。 匹配电阻R就是魔T网络传输线上的特性阻抗。小结魔T网络1.一端加激励功率，对端无输出功率，功率在邻端等分。C端激励：AB端同相输出D端激励：AB端反相输出AB同相激励：C端合成输出AB反相激励：D端合成输出功率分配功率合成第44页，共48页，2022年，5月20日，1点17分，星期五2.D端实际上是AB两端