PFC电路使用UC3854的计算资料

1、PFC電路使用 UC3854 的計算UC3854 简介图 1 为 UC3854 的内部结构框图：图 1. UC3854 的内部原理框图它包含了采用平均电流型功率因子校正控制全部必需的功能的单片集成电路，主要由电压放大器、模拟乘法器、电流放大器和定频率脉宽调制器组成。此外还包括有与功率MOSFET兼容的栅极驱动器、 7.5V 电压基准、总线预测器、加载赋能比较器、欠压检测和过流比较器。UC3854 因采用平均电流型方式实现定频电流控制，故稳定性高、失真小，且无需对电流作斜率补偿就能够精确维持总线输入电流正弦化。UC3854 可在输入线电压75-275V，工频 50-400Hz 的范围内使用。为了

2、减少偏置电路的功耗， UC3854还具有启动电流低的特点。该器件采用 16 脚 DIP 封装，也有表面封装的产品。管脚功能介绍下面分别介绍器件的管脚功能：管脚 1(GND)为接地脚，器件内部所有的电压都以该电压为基准参考。Vcc和 Vref 应采用 0.1 F 或更大的陶瓷电容直接旁路到该点。定时电容的放电电流也应该回到该点，故从振荡器定时电容到“地”的引线必须尽可能的短。管脚 2（PK lim ）为峰值限定脚。其值为 0.0V ，使用时将它连接到电流传感电阻的负端，同时再用电阻和内基准相连，将负电流传感信号补偿到“地”电位。管脚 3（Vcea）是电流放大器的输出端，是对输入总线电流进行传感，

3、并且向脉宽调制器（ PWM）发送电流校正信号的宽带运算放大器的输出。当需PWM输出 D = 0 的调宽脉冲时，该脚的输出摆幅可接近为零。管脚 4（Isense ）为电流传感负端，它是电流放大器的负输入端。由于其输入埠对地采用了二极管保护，因此在实际应用时该埠的电位应确保高于-0.5V管脚 5（Mult out ）为乘法器输出和电流传感正端。应该注意的是该管脚的电位也不能低于 -0.5V 。因为乘法器输出的是电流， 该埠的输入阻抗很高，因此电流放大器可作为差分放大器配制来抑制接地噪声。管脚 6（Iac ）为交流电流输入端。该端口的标准电压是6V，所以，除了需要用电阻将管脚6 经过整流的工频总线相

4、连外，还应采用电阻将该埠与内基准连起来。一般后者的数值应是前者的四分之一，这样线电流的交调失真将最小。管脚 7（Vvea）为电压放大器的输出。该端口是作输出电压调整用的电压放大器的输出，为了防止输出过冲，内部限定在约5.8V。当连接在该输出端的电压低于 1V 时，将会抑制乘法器的输出。管脚 8（Vff ）为总线电压有效值端。当该端口和跟输入线电压有效值正比的电压相接时，则可以对线电压的变化作出补偿。为了控制良好起见，该端口的电压应该限制在1.5V 到 3.5V 之间。管脚 9（Vref ）是基准电压输出端。内部基准电压可在该端口的输出精确的 7.5V 基准电压和 10 mA电流。当器件的 Vc

5、c 端（管脚 15）或 ENA端（管脚 10）为低电平时，基准电压将维持在 0 V 。为了提高电路的稳定性，一般应该用一只 0.1 F 的电容将管脚 9 连接到 “地”。管脚 10（ENA）为确认端。该端口是一逻辑输入端口，当其处于高电平（大于 2.5 V）时， PWM输出、内部基准和振荡器将被确认。该埠还能释放软启动位，使软启埠的电位升高。确认段可作为某种故障状态下关闭电路的一种手段，也可以作开机时提供附加延迟的方法之用。该埠如不使用，要把通过 22k的限流电阻和 Vcc 相连。该管脚一般不被用作 PWM输出的高速关断。管脚 11（Vsense）为电压传感器端。该端口是电压放大器的负输入端，

6、一般和反馈网络相接或通过分压网络与功率因子校正变换主回路的输出相连。管脚 12（Rset）调节振荡电流和乘法器的输出设定端。埠和地之间可以通过接不同的电阻来调节振荡器的充电电流和乘法器的最大输出。乘法器的输出电流不会超过3.75V 除以所接的电阻值。管脚 13（SS）为软启动端。当器件因某些原因或Vcc 太低而无法正常工作时，该管脚维持地电位； Vcc 和器件正常情况下， 该埠将被内部 14A 的电流源充电到 8V 以上。如果电位低于 9 脚，则起电压放大器的基准输入的作用。随着端口电压的缓慢上升，PWM的占空比逐渐增大，故障情况下软启动电容将快速放电，促使PWM无法输出。管脚 14（CT）为

7、振荡器定时电容端。该埠和地之间接入一电容，则可以设定 PWM的振荡频率。一般振荡频率可按下式计算：f1.25Rset * Ct管脚 15（Vcc）为正电源端。正常情况， Vcc 至少应为能提供20mA电流，端电压不小于17V 的正电源。同时,Vcc通过旁路接地来吸收电源中由于MOSFET的门电容引起的尖刺电流。管脚 16（GT DRV）为外接功率MOSFET栅极驱动信号输出端。该端口是PWM信号图腾柱输出端口，外接15 齐纳二极管的话，器件可在Vcc 高达 35V的状态下正常工作。 为防止外接功率MOSFET的栅极阻抗与该埠内部输出驱动器相互作用，造成输出信号的过冲，端口与MOSFET栅极间应

8、该串接不小于5的电阻。元器件的选择现在对系统中的元器件进行选择和计算：1技术指针：输出功率： 250W输入电压的范围： 80V270V工作频率范围： 4765 Hz输出直流电压： 400Vdc开关频率的选择：在大部分的应用中， 开关频率的范围选取在 20300kHz,现在选择 100kHz的开关频率3 主回路电感 L 的选择： 假定电路具有理想效率，Pin = Pmax则最大网侧输入电流峰值为i PK2Pi2 250= 4.42 AVin min80电流纹波以电流峰值的20计，那么有 I P P =4.420.2=0.9A开关导通比为： D =Vo Vin( peah)=4002 80= 0.

9、71Vo400当开关的切换频率确定以后，主回路的电感可由下式求得：L= Vin( peak0D =2800.71= 0.89 mH ,f sL1001030.9实际应用选取 1.0mH的电感输出电容器的选择一般在工作中，按功率的大小，每瓦约需要1-2F 的电容，考虑到对电路维持时间的要求，实际电容量可按下式来计算：Co = 2 Poutt其Vo2Vo12中 Vo1 为最小输出电压，如果维持时间以 34ms 计，最小输出电压取350V，则，Co = 2 250 34 10 322 =450F.(400350 )电流传感电阻 Rs的选择电流传感电阻两端的电压Vrs 的典型值是 1.0 V ，则 R

10、s 可由下列公式计算得到：I PK (max) = IPK+ IP2= 4.42 + 0.45 = 5.0 A那么，有 RsVrs= 1= 0.2 , 实取 0.25 I PK (max)5则此时Vrs = 5.0 0.25 = 1.25 V峰值限流电阻 Rpk1和 Rpk2 的选取这两个电阻的选取应考虑峰值电流的过载量，选取过载电流为0.6A，则过载峰值电流为5.0 + 0.6 = 5.6 A，此时，过载传感电压为：Vrs (ovld ) = Ipk (ovld ) Rs = 5.6 0.25 = 1.4 V而对于 Rpk1在实际应用中一般选取10 K 阻值的电阻。则有：Rpk2 =Vrs

11、(ovld ) Rpk11.4 10K实际中一般取 1.8 K 。Vref1.87K7.57乘法器的设置乘法器是功率因子校正电路的心脏部分，乘法器的输出电压通过电流环来控制输入电流，从而得到高的功率因子。乘法器有三个输入端，分别为6、7、8 管脚。输出的是电流Imo（第 5 脚），Imo 可由三个输入的值来得到：KmIac *( Vrea1)其中，Km1，Iac 为 乘法器的输入电流， VffIm oV ff2为前馈电压，而Vrea 则是放大器的输出。如图20 可知，前馈电压网络由 3个电阻 Rff1,Rff2,Rff3和 两个电容 Cff1,Cff2组成。当 Vin(min) 是交流输入电压

12、有效值时，Vin 的 平均值可由下式求得： VinavVin(min)0.9。在()最低交流输入时， 前馈电压 Vff 应为 1.414V ；同时，Cff1 两端电压约为 7.5V，故由下面两个式子联立方程组有：Vi ( rms)Rff 3和Vi (rms)Rff 2Rff 3)1.414Rff 37.5Rff 2Rff 3Rff 1 Rff 2Rff 1和要求分压网络的总输入阻抗约为1M 的条件即可解得： Rff1=910K K ,Rff2=91 K 和 Rff3=20K 。Ravc 阻值的选取可按最大输入线电压的峰值除以乘法器的最大输入电流来计算。最高峰值电压 V pk (max) 2Vi

13、n (max) 1.414270 382V 从芯片内部的指针可知，乘法器的最大输入电流I ac (max) 为 600A 。则382637K ，实际上选取 620K。偏差电阻 Rb1一般是 Ravc 的四分Rvac106600之一，所以Rb1=0.25 620 =155K, 实际应用中选取150 K的电阻。因为 Imo 不能大于两倍流过Rset 的电流，故先求最低交流输入电压状态下乘法器的输入电流Vin ( pk )280182A。 则 有Iac,Iac=62010 6RvacRset= 3.753.7510.3K , 现在选取阻值为10 K 的电阻。另外， Rmo2 Iac2 182 106

14、两端的电压必须等于最低输入交流线电压时Rs 两端的电压，已知 Vrs=1.25V,那么Vrs1.253.43K,实取 3.9 K 。Rmo2 182 1062 I ac (min)振荡电容 Ct 的选取选择的 Ct 可以确定开关的频率，现在已知道开关的频率为100kHz，则可以选定 Ct 的值：1.251.251.25nF 。Ct10 100 10 6Rset f s电流误差放大器补偿在每一个开关周期内，采样电阻的电压变化量为：LRs0.251V, 而 Vs 的电压等于定时电容两端的电压f s0.001 100 103VrsVo（5.2V）那么误差放大器的增益为：Vs5.25.2。取反馈电阻G

15、ca Gca1VrsRci=Rmo，那么 RczGca Rci 5.2 3.9 20 K。考虑到电流环路的截至频率：VoRsiRcz4000.2520k15.7KHz 选相位容限等于45o，零点f ciL VsRci5.2 20.001 3.9K2频率等于截至频率，零点补偿电容Ccz11100K 20K507pF .2 f ci Rcz2选取 620pF。极点频率至少须高于功率开关的切换频率的一半，则极点补偿11的电容。电容为 Ccp80 pF . 选取 62pFf sRcz 2 100K 20K电压误差放大器的补偿主电路的输出电压纹波可按下式计算：Vo ( pk )Pin25010 61.8

16、4V 。式中 f r 为工频的二次2fr Co Vo 2120 450400谐波频率。为了使电压误差放大器输出处的纹波电压减小到允许到数值，应按下式选择误差放大器在二次谐波频率下到增益值：GvaVvao(纹波许可百分比）Vo按规定取交流输入电流的三次谐波为3，如果管脚 7 处占 1.5 ，且该埠的电位对 UC3854来说， Vvao =5-1=4V. 故 Gva(40.0015)1.840.0326所以电压误差放大器反馈回路中的组件Cvf 可按下式计算求得：11F ，实际上取 0.047 F。Cvf0.082 frRviGva 2 120511K 0.0326因为 Rvi 的取值是任意的，但从

17、实际中出发，选择Rvi 511K. 利用Rvd=(Vo-Vref)=RiVref,可得到 Rvd= RviVref511k7.59.75K , 实际中取 10Vo Vref4007.5K。最后，根据电压环路单位增益频率，二次谐波所占总谐波失真的份量，可分别求处反馈分压电容Cff1 、Cff2 和 Rvf 的值。其中电压环路单位增益频率fvi= Pin(4 2 VvaoVoRviC oCvf ) =2504400511K 4504739.52 1015=19.1Hz。那么 Rvf 1/(2 fviCvf)=1( 219.147 10 9)177K,选取174K. 总谐波失真与二次谐波的比值为：G

18、ff=1.5/66.5=0.0227。采用二极点结构，极点频率为： fp=Gfffr =0.15120=18Hz.那么 容易得到：Cff1=Cff2=110.097F . 。 实选 0.01 F。2fpRff 221891K110.44F 。实选 0.47 F。2fpRff 321820K到现在为止， PFC构成电路基本设计完成。对于上述的电路，在理论上和实际中都得到了广泛的应用。并且实用价值也很高，在现阶段还是比较新的技术。但是电路的性能并非尽善尽美的，还存在一些问题，其中一个突出的问题就是动态性能差。4.3.5动态性能的补偿1 影响动态性能的主要原因.在 PFC电路的调试设计中，一般在电压

19、反馈中采用低通滤波器滤除脉动成分，从而保证输入电流的参考信号与输入电压一致。但是，滤波器的加入，降低了电压环的截止频率，从而使装置不能对输出进行快速调节，影响了动态性能。2 脉动补偿的原理及实现( 8)A. 原理原理图如图 2 所示。图 2（a）脉动补偿电路原理图(b)补偿原理框图B. 补偿器的实现图 3 为补偿器的实现原理图。图 3。补偿器实现原理图从图中可以看到出，原理图采用微分放大器来实现。由于微分有提高快速性的作用，因此可以使系统的的响应速度得到提高。输出滤波电容上的电压脉动被取出来，由放大级输出推动补偿变压器实现对脉动补偿。同时，这个补偿还可以使输出纹波减少。电压纹波 .采用 PFC