数字电视原理-余兆民

1、7.1 数字电视调制的种类 7.2 BPSK调制 7.3 QPSK数字调制技术 7.4 MQAM调制7.5 /2旋转不变QAM星座的获得 7.6 Offset-QAM 数字调制技术 7.7 M-VSB(残留边带)数字调制技术 7.8 OFDM数字调制技术 7.9 QPSK、 MQAM、 M-VSB 、 OFDM小结 7.10 字节到符号的映射 7.11 反向信道(上行信道)数字调制技术 习题 第7章 数字电视调制和解调 7.1 数字电视调制的种类7.1.1 为什么要进展数字调制随着人们对电视图像质量的要求越来越高，数字电视(DTV)和高明晰度电视(HDTV)应运而生，HDTV不紧缩时的图像信息

2、速率接近1 Gb/s。要将如此大量的信息传送至用户家中，图像紧缩编码系统与传输系统是两大关键技术环节。图像紧缩编码已提出了MPEG系列规范。在数字电视传输时，为提高频谱利用率，必需进展数字调制。世界上三大数字电视传输规范(ATSC、DVB、ISDB)中，信道编码方案大体类似，但在调制方式上仍有不同选择。而且，不同的传输方式(卫星、地面广播、有线)采用不同的调制方式。例7.1.1 设HDTV未经紧缩时的数码率为663.5 Mb/s，经数据紧缩后为31.8 Mb/s (紧缩比为20.81)，又设采用8-VSB数字调制，此时的频谱利用系数为5.3 b/(sHz)，那么调制后信号的带宽为。这阐明在6

3、MHz模拟带宽范围内可传一路数字HDTV信号。例7.1.2 设有MPEG-2主级图像质量(MPML)的信号，其速率为8.448 Mb/s(相当于目前演播室的PAL图像质量)，采用64QAM数字调制，频谱利用系数实际值为6 b/(sHz), 那么经调制后信号的带宽为 。在500 MHz带宽的传输线路中可传输的节目数为。7.1.2 数字电视调制的分类数字电视调制可分为两大类： 数字电视正向(下行)传输采用的调制和数字电视反向(上行)传输采用的调制。不同的传输方式采用的调制方式不同。正向传输指的是从前端向用户端传输; 反向传输指的是从用户端向前端传输。在双向传输网络中才有反向传输。1. 数字电视正向

4、传输采用的调制(1) 数字电视卫星传输时，由于传输的间隔较远，要求采用抗干扰才干较强的调制方法。普通采用四相相移键控调制(Quadrature Phase-Shift Keying，QPSK)。这种调制方法抗干扰才干较强，但频谱利用系数较低(实际值为2b/(sHz)。 (2) 数字电视有线传输时，由于采用光纤或同轴电缆作为传输媒介，传输条件较好，干扰较弱，普通采用多电平正交幅度调制(Multilevel Quadrature Amplitude Modulation，MQAM)方式。这种调制方法的频谱利用系数较高，抗干扰才干次于QPSK。(3) 数字电视地面广播时，由于要思索室内接纳和挪动接纳

5、情况，此时，室内电磁波遭到严重的屏蔽衰减、墙壁之间的反射，以及天电干扰、电火花干扰; 挪动接纳时受多普勒效应影响和信号的多径反射等，要求采用抗干扰才干极强的调制方式。欧洲采用编码正交频分多路调制(Code Orthogonal Frequency Division Multiplexing，COFDM)方式，这种方式的抗干扰才干极强，它可满足挪动接纳的条件。美国采用多电平残留边带调制(Multilevel Vestigial Side Band，M-VSB)方式，这种调制方式的频谱利用率较高，虽然它能满足美国地理条件和房屋构造情况下的室内接纳，但不能满足挪动接纳。我国有的实验方案中提出采用偏置

6、正交幅度调制 (Offset-QAM)方式，经过实验，可满足挪动接纳的苛刻条件，而且频谱利用率也较高。在地面监控无线图像传输系统中，常采用扩频调制方式，该方式抗干扰才干较强，但频谱利用率较低。2. 数字电视反向传输采用的调制在双向传输中，用户端的数据(如用户上网(Internet)数据、视频点播数据、计算机数据、各种计费数据等)需求传向前端，由于用户数为千家万户，千家万户的数据聚集到前端，数据中夹杂着各种噪声也一同涌向前端，构成所谓的“漏斗效应，为抑制它，必需选择抗干扰性能很强的调制方式。目前采用的主要调制方法如下：(1) 四相相移键控(QPSK)调制;(2) 离散小波多音调制(DWMT);(

7、3) 同步码分多址(S-CDMA);(4) 同步离散多音调制(SDMT)。7.1.3 数字电视信号经调制后的几项性能(1) 采用不同紧缩规范的数字电视信号，在选用同一种调制情况下，调制后信号的带宽不同。例7.1.3 设经MPEG-1规范紧缩后的数字电视信号速率为2 Mb/s，经64 QAM调制后(频谱利用系数实际值为6 b/(sHz)，信号的带宽为例7.1.4 设经MPEG-2规范紧缩后的数字电视信号速率为8 Mb/s，经64QAM调制后(频谱利用系数实际值为6 b/(sHz)，信号的带宽为从例7.1.3和例7.1.4可以看出，采用的调制方式一样(64QAM)，但紧缩规范不同(MPEG-1、M

8、PEG-2)，调制出来的信号带宽就不同(0.33 MHz、1.33 MHz)。(2) 同一种速率的数字电视信号，在选用同一种调制但频谱利用系数不同的情况下，调制后信号的带宽就不同。 例7.1.5 设经MPEG-2规范紧缩后的数字电视信号速率为8 Mb/s，经8-VSB (频谱利用系数值为5.3 b/(sHz)调制后，信号的带宽为例7.1.6 设数字电视速率仍为8 Mb/s，经16-VSB (频谱利用系数值为7.1 b/(sHz) 调制后, 信号的带宽为从例7.1.5和例7.1.6可以看出，采用的调制方式一样(VSB)，但频谱利用系数不同(5.3 b/(sHz)、7.1 b/(sHz)，调制出来

9、的信号的带宽就不同(1.5 MHz、1.13 MHz)。(3) 同一种速率的数字电视信号，在选用不同的调制方式的情况下，调制后信号的带宽不同。例7.1.7 设数字电视速率为8 Mb/s，选用QPSK调制(频谱利用系数实际值为2 b/(sHz)后， 信号的带宽为例7.1.8 设数字电视速率仍为8 Mb/s，选用OFDM-64QAM调制(频谱利用系数实际值为6 b/(sHz)后，信号的带宽为从例7.1.7和例7.1.8可以看出，数字电视信号的速率一样(8 Mb/s)，但调制方式不同(QPSK、OFDM-64QAM)，调制出来的信号带宽就不同(4 MHz、1.33 MHz)。(4) 数字电视信号经数

10、字调制后，相当于模拟信号，可以在模拟信道中传输。经紧缩后的数字电视信号速率以Mb/s为单位，再经数字调制后信号的单位变成了MHz，MHz单位是惯用的模拟信号带宽单位。所以，可以说数字电视信号经数字调制后，相当于模拟信号，可以在模拟信道中传输。7.2 BPSK调制我国挪动多媒体广播规范(Mobile Multimedia Broadcasting)中采用了BPSK调制方式。所谓BPSK(Binary Phase Shift Keying)调制，就是双相移相键控调制。下面引见双相移相键控的原理和实现方法。绝对相移是利用载波的相位(指初相)直接表示数字信号的相移方式。双相移相键控中，通常用相位0和来

11、分别表示“0或“1。BPSK已调信号的时域表达式为s2PSK(t)=s(t)cosct (7.2.1)这里，s(t)为双极性数字基带信号，是高度为1、宽度为1的门函数; (概率为P)(概率为(1P) (7.2.2)因此，在某一个码元继续时间内察看时，有 sBPSK(t)=cosct=cos(ct+i) (7.2.3) 当码元宽度为载波周期的整数倍时，BPSK信号的典型波形如图7.2.1所示。图 7.2.1 BPSK的典型波形图BPSK信号的调制方框图如图7.2.2所示。图7.2.2(a)是产生BPSK信号的模拟调制法框图; 图7.2.2(b)是产生BPSK信号的键控法框图。图 7.2.2 BP

12、SK信号的调制方框图就模拟调制法而言，BPSK信号可以看做是双极性基带信号作用下的DSB调幅信号。而就键控法来说，用数字基带信号s(t)控制开关电路，选择不同相位的载波输出，这时s(t)为单极性NRZ或双极性NRZ脉冲序列信号。BPSK映射时，每次将1个输入比特(bi ，i=0，1，2，)映射为I值和Q值，映射方式见图7.2.3，星座图中曾经包括了功率归一化因子。图 7.2.3 BPSK星座映射BPSK信号属于DSB信号，它的解调不能采用包络检测的方法，只能进展相关解调，其方框图如图7.2.4所示。图 7.2.4 BPSK信号接纳系统方框图不思索噪声时，带通滤波器BPF输出可表示为y(t)=c

13、os(ct+n)式中n为BPSK信号某一码元的初相。n=0时，代表数字“0; n=时，代表数字“1。与同步载波cosct相乘后，输出为 (7.2.4) 经低通滤波器滤除高频分量，得解调器输出为(7.2.5)根据发送端产生BPSK信号时n(0或)代表数字信息(“1或“0)的规定，以及接纳端x(t)与n的关系的特性，抽样判决器的判决准那么为判为“0判为“1(7.2.6)其中x为x(t)在抽样时辰的值。可见，BPSK信号相关解调的过程实践上是输入已调信号与本地载波信号进展极性比较的过程，故常称为极性比较法解调。由于BPSK信号实践上是以一个固定初相的未调载波为参考的，因此，解调时必需有与此同频同相的

14、同步载波。假好像步载波的相位发生变化，如0相位变为相位或相位变为0相位，那么恢复的数字信息就会发生“0变“1或“1变“0，从而呵斥错误的恢复。这种由于本地参考载波倒相而在接纳端发生错误恢复的景象称为“倒景象或“反向任务景象。绝对移相的主要缺陷是容易产生相位模糊，呵斥反向任务，所以必需采取措施抑制。手机电视不同于普通的挪动电视，它要求：低功耗，总功耗不超越100 mW; 小屏幕：显示屏尺寸主要为24英寸; 低速码流，即每个频道数据码流普通不会超越384 kb/s; 高速挪动性，即最高挪动速度要到达中国动车组火车200 km/h、300 km/h，甚至400 km/h环境下正常观看手机电视的要求。

15、因此，BPSK可以作为手机电视的调制方式。7.3 QPSK数字调制技术采用QPSK、MQAM、M-VSB、COFDM及Offset-QAM高速数字调制技术，能有效地提高频谱利用率，提高抗干扰才干，满足数字电视系统的传输要求。下面将对它们的任务原理作简要的引见，并在此根底上用复包络法(也称为等效基带法)对它们的功率谱进展相应的数学分析，得出这几种数字调制技术的谱特性。 四相移相键控(QPSK)是目前微波、卫星及有线电视上行通讯中最常采用的一种单载波传输方式，它具有较强的抗干扰性，在电路实现上也比较简单。四相移相键控等效于二电平正交调幅，它是讨论正交幅度调制的根底。 QPSK是一种恒定包络的角度调

16、制技术，其调制器框图如图7.3.1所示。图 7.3.1 QPSK调制器由图7.3.1可知，QPSK包含同相与正交两个分量。每个分量都用二进制序列分别进展键控。功率谱公式为 (7.3.1)式中：Ss(f)为功率谱; A为信号幅度; f0为载频; Ts为矩形脉冲宽度。 QPSK的功率谱密度如图7.3.2所示。图 7.3.2 QPSK的功率谱密度MPSK的频谱利用率为lb M b/(sHz)。M4时，即QPSK的频谱利用率为2 b/(sHz)。QPSK在实践运用中往往还与其它处置电路相衔接，使其功能更加完善。如图7.3.3所示，下面我们作进一步分析。从图7.3.3可以看出，在QPSK调制之前有卷积编

17、码、收缩及基带构成处置。内码运用卷积编码，这一系统允许运用不同比特收缩卷积码(Punctured Convolutional Codes)，但都基于1/2卷积码，其约束长度K7。运用这种方法可以使运用者根据数码率来选择相应的误码纠正的程度。从图7.3.3中可以看到，串行比特流先按1/2卷积编码成X、Y，然后经去除不传送的比特(这一过程称为收缩(Puncturing)。各种比率卷积码在收缩过程中传输和不传输的比特见表7.3.1。该系统运用卷积格雷码QPSK调制，但不运用差分编码而运用绝对比特映射，其星座图见图7.3.3。图 7.3.3 卷积格雷码QPSK调制QPSK调制使器具备完全映射的传统格雷

18、码(无过失编码)。信号空间位映射如图7.3.3所示。在调制前，I和Q信号要进展升余弦平方根滤波，滚降系数应是0.35，其外形由下式定义：(当|f|fN(1+)时)(当fN(1-)|f|fN(1+)时)式中： 滚降系数=0.35; ，是Nyquist频率，Ts为矩形脉冲宽度。图7.3.4提供了调制器输出端信号频谱。图 7.3.4 基带频域表示的调制器输出信号频谱下面对QPSK 误码性能进展分析。衔接在IF环中的QPSK调制解调器应满足表7.3.2给出的系统中IF环BER和Eb/No的性能要求。注： Eb指的是R-S编码前的有用位率，包括由于外部编码(10 lg(188/204)=-0.36 dB

19、)所呵斥的调制器、解调器共呵斥0.8 dB的衰减和噪声带宽的添加。No指的是出现的噪声误码。 准无误(QEF)是指每小时传输少于一个未纠误码，对应于MPEG-2解复用器输入BER=1010到1011。表7.3.2给出了系统中IF环的各项性能目的。表7.3.2(规范的)调制器输出信号的频谱图7.3.4 给出了调制器输出信号频谱的模板，同时也给出了Nyquist调制滤波器的硬件实现的能够掩模板。图7.3.4 和图7.3.5中的点A到S的特性有一一对应的关系。对于滤波器频率呼应，假设输入信号为理想的Dirac Delta信号，信号周期Ts=1/Rs=1/(2fN), 在矩形波输入的情况下，那么要进展

20、适当的x/sinx校正。图7.3.5 给出了Nyquist 调制滤波硬件实现的群迟延。图7.3.4和图7.3.5 是以国际卫星地球站规范(IESS)308 号为根底的，不同的滚降系数有不同的修正。图 7.3.5 调制滤波器的群迟延传输系统首先对突发的误码进展离散化，然后参与R-S外纠错码维护，内纠错码是可以根据发射功率、天线尺寸以及码率进展调理变化的。例如，一个36 MHz带宽的卫星转发器采用3/4的卷积码可以到达的码率是39 Mb/s，这一码率可以传送56路高质量电视信号。各种转发器带宽及相应的码率见表7.3.3。7.4 MQAM调制1. QAM的功率谱分析QAM(正交幅度调制)是一种节省频

21、带的数字调幅方法，在2400 b/s以上的中、高速调制中常被采用，广泛运用于有线电视的下行传输及HDTV的地面广播传输中。QAM有较高的频带利用率，同时有较高的信噪比。 MQAM的调制器框图如图7.4.1所示。图 7.4.1 MQAM的调制器框图几种正交幅度调制信号的平均功率谱密度如下： 16QAM信号： (7.4.1)64QAM信号： (7.4.2)式中： 为平均功率谱密度; Su(f)为正交幅度调制信号的功率谱密度; Esm为幅度最大码元的平均能量; Ts为矩形脉冲宽度; f0为载频频率。将16QAM、64QAM的平均功率谱密度和QPSK的平均功率谱密度一同画在图7.4.2中。从图中可以看

22、出，QPSK的频谱利用率为2 b/(sHz), 16QAM的频谱利用率为4 b/(sHz), 64QAM的频谱利用率为6 b/(sHz)。QAM的调制器的实践框图如图7.4.3所示。经紧缩的MPEG数字视频信号被送入数据接口电路，再经能量分散送入R-S纠错电路，经数据交错再送入MQAM数据映射，分两路输出，分别经数字滤波、D/A变换，再经模拟低通滤波送入正交平衡调制电路，输出为中频信号，最后变为射频信号送往线路中。图 7.4.2 几种数字调制信号的功率谱密度图 7.4.3 QAM数字调制器2. 16QAM频谱利用系数和16QAM星座图1) 16QAM频谱利用系数下面从实际上分析16QAM频谱利

23、用系数，如图7.4.4所示。图 7.4.4 16QAM图7.4.4中LPF是滚降滤波器。二进制串行数据输入以后，以4 bit为一组，分别取出2 bit送入上、下两个2-4电平转换器，再分别送入调制器1、2进展幅度调制，调制后的信号线性相加，得到16QAM的输出信号。假设输入二进制数的速率为fa，那么送到2-4电平转换的速度为fa/4。a1、a2、b1、b2的真值表见表7.4.1。经过2-4电平转换后，可得到1、3、1、3四个电平，那么调制器1输出四个信号为3 sin0t、1 sin0t、1 sin0t、3 sin0t; 调制器2输出四个信号为3 cos0t、 1 cos0t、3 cos0t、1

24、 cos0t。线性相加后，可得到16QAM星座图。图7.4.5所示为16QAM 正交调幅法构成16QAM信号的过程。16QAM调制信号中各个16QAM调制器电平形状所对应的Q电平及I电平由表7.4.2表示。图 7.4.5 16QAM信号的构成过程2) QAM的频谱利用率分析下面分析16QAM信号的带宽情况。设输入的二进制速率为10 Mb/s，2-4电平转换的输入为，由信息论知识可得，1 Hz最高可传输PCM信号2 bit，所以它的基带信号最高频率为2.5/2 MHz。根据平衡调制原理，对图7.4.6可作如下数学分析，设本振频率为f0，调制信号频率为，进展平衡调幅时，调幅后的输出信号为(7.4.

25、3)图 7.4.6 平衡调幅(a) 平衡调幅; (b) 平衡调幅频谱所以带宽为 2。从上面分析可知，2.5/2 MHz时，那么 22.5 MHz。即10 Mb/s的二进制数，经16QAM调制后的模拟信号带宽为2.5 MHz，那么频谱利用率为(7.4.4)所以16QAM调制实际上的频谱利用系数为4 b/(sHz)，即16=24。同理可证明64QAM中，64=26，那么它的频谱利用系数为6b/(sHz); 128QAM的频谱利用系数为7 b/(sHz); 256QAM的频谱利用系数为8 b/(sHz); 而QPSK调制相当于4QAM，所以它的频谱利用系数应为2 b/(sHz)。3. 64QAM系统

26、星座图图7.4.7所示为64QAM调制的星座图，这种星座图经常运用。从图7.4.7可以看出，I、Q轴坐标是以等比级数陈列的，所以我们称它为均匀星座图。相反，图7.4.8所示的星座图称为非均匀星座图。非均匀星座图在采用双重纠错方案的传输系统中经常运用。请读者留意区分这两个图中坐标的不同刻度。图 7.4.7 64QAM均匀星座图图 7.4.8 64QAM非均匀星座图在进展64QAM调制前，I和Q信号将先进展升余弦平方根滚降滤波。滚降系数为0.15。下式定义了实际上的升余弦平方根滚降滤波：H(f)=1 (当|f|fN(1+)时) (7.4.6)(当fN(1)|f|fN(1+)时) (7.4.7) (

27、7.4.8)式中：fN是奈奎斯特频率; 滚降系数 =0.15; Ts为矩形脉冲宽度。4. 64QAM 奈奎斯特基带滤波器的特性图7.4.9给出了用最简单的硬件实现奈奎斯特滤波器的模板。这个模板不仅思索了数字滤波的设计极限，也顾及了来自系统模拟处置部件的人为要素(例如，D/A转换、模拟滤波器等)。滤波器同带内的带内纹波rm值将提高到0.85fN，同时在奈奎斯特频率中fN将降低0.4 dB。滤波器阻带抑制将高于43 dB。在fN之内滤波器应坚持群迟延动摇值0.1Ts(ns)的线性相位。其中Ts=1/Rs为符号间隔。图 7.4.9 奈奎斯特滤波器的模板奈奎斯特滤波器的模板参数详见表7.4.3。数字有

28、线电视采用与卫星同样的MPEG-2紧缩编码的传输流。由于传输媒介采用的是同轴线，与卫星传输相比外界干扰小，信号强度相对高些，所以前向纠错码维护中可以取消内码编码。调制方式改成 64QAM方式，有时也可以采用 16QAM、32QAM或更高的 128QAM、256QAM。对于 QAM调制而言，传输信息量越高，抗干扰才干越低。在一个8 MHz 规范电视频道内，假设运用 64QAM，那么所传输的数据速率为 38.5 Mb/s。DVB-C在CATV网中的运用实例见表7.4.4。7.5 /2旋转不变QAM星座的获得在数字电视信号传输中，接纳端的相关载波是从收到的发送信号中提取的，由于信号集的规划不同，它可

29、以在不同程度上产生相位不定度(phase ambiguity)。相位混淆程度与星座有关。当提取的相关载波发生90、180、270相移时，这样势必呵斥后面译码的过失。处理这个问题的主要途径是将差分的概念运用到QAM调制中去，使星座信号点的角度取决于相对差值，而与角度的绝对值不直接挂钩。这种不受相关载波相位混淆的QAM星座称为/2旋转不变的QAM星座。为获得/2旋转不变的QAM星座图，每个符号的两个最高有效位进展差分编码。根据差分编码原理，不难看出，码变换器的输出IkQk与输入AkBk符合表7.5.1所示的逻辑关系。根据表7.5.1可得到卡诺图，如图7.5.1所示。因此由图7.5.1可得两个MSB

30、位的差分编码如下： 注：上述逻辑式中“表示异或(EXOR)，“表示逻辑或(OR)，“表示逻辑与(AND)，上画线表示反转。图 7.5.1 接纳端码的卡诺图正如图7.5.2所示，改动两个MSB(即a1和b1)并根据表7.5.1中所示的规那么，旋转q个LSB可将象限中的星座点转换到象限、中。也即用差分编码得到的两个最高位来规定信号矢量所处的象限，而其他比特用来规定每个象限中信号矢量的配置，并使这种配置呈现出/2的旋转对称性。这样，就可以消除相位模糊度对解调的影响。从图 7.5.3 可以清楚地看出，星座图中假设移去两个最高位不思索，那么相邻两个象限的配置呈现出/2 的旋转对称性。而两个最高位正好确定

31、它所处象限的位置。如图7.5.3所示，a1b1的矢量安排满足/2的旋转不变的原那么，结果恢复载波的相位无论是0、90、180、或270，解调输出的矢量代码将坚持不变。当=0时，根据图中A点与I轴的位置关系，译出其代码为11。当=90时，恢复载波与Q轴同相，此时A点与Q轴的位置关系相当于A点和I轴的位置关系，解出的代码仍为11。可以断定解调得到与a1b1相位模糊度无关。图 7.5.3 表示的是16QAM调制符合/2的旋转不变原那么的星座图。表7.5.2表示了图 7.5.3 中第 象限星座点到星座图中其它象限的转换关系。32QAM、64QAM调制符合/2的旋转不变原那么的星座图见图7.5.4和图7

32、.5.5。图 7.5.2 QAM调制中两个最高位进展差分编码图 7.5.3 16QAM调制符合/2的旋转不变原那么的星座图图 7.5.4 32QAM调制符合/2的旋转不变原那么的星座图图 7.5.5 64QAM调制符合/2的旋转不变原那么的星座图7.6 Offset-QAM 数字调制技术1. Offset-QAM调制电路框图QAM调制广泛运用于数字有线电视网传输中。在此，引见一种高精度数字QAM调制系统的硬件电路设计。整个系统基于LSI Logic公司消费的L64767 QAM 编码芯片。L64767 QAM 编码芯片是一个公用于卫星电视接纳系统的高集成化器件，具有QAM调制数字信号处置的全部

33、功能。将数字卫星接纳下来的信号经QPSK数字解调后，再送入L64767进展QAM数字调制，调制后的信号可以送往数字有线电视网中。以这一芯片为根底，加上输入信号预处置电路、I/Q合成电路、D/A变换电路，就构成了基带数字QAM调制系统。整个系统可以接纳来自MPEG-2传输编码器或卫星接纳机的输入数据，输出的数据经调谐电路可直接送到有线电视传输系统中。Offset-QAM调制电路框图见图7.6.1。图 7.6.1 Offset-QAM调制电路框图该QAM全数字调制系统具有以下特点：(1) 可以对MPEG数据流进展16、32、64、128或256QAM调制，也即调制系数是可以选择的。(2) 对于I、

34、Q信号进展数字式合成。(3) 只需求一个数/模转换器。(4) I、Q合成后直接连到中频。(5) 可以下载QAM调制所需的奈奎斯特滤波系数。(6) 在滤波系数下载后，整个系统自行任务。可以接纳外部MPEG数据流，也可以用其内部的伪随机码源产生一个比特流用于测试。 由图7.6.1可见，整个系统可分为以下几个部分：(1) 输入差分处置。这是QAM全数字调制系统的输入部分，DVB兼容的信号通常来源于QPSK解调器或MPEG视频源。MPEG数据流可以是字节并行或比特串行格式。每一个输入信号都是差分对的方式，所以先进展差分处置，使数据由双极性变换为单极性。(2) 伪随机码源。这一模块要求执行两个功能： 切

35、换输入源到QAM调制器，完成输入的重同步，产生伪随机数据用于测试。 当没有外部数据输入时，由伪随机码源PRBS产生周期性的伪随机码，用于系统测试QAM调制器的性能。随机码的生成多项式为。当有外部数据输入时，对输入数据整形后送至后续的QAM数字调制器电路中。因此，这一模块将包括一个数据源选择电路，而内、外数据源选择的控制信号由微处置器电路提供。本实验用一片CPLD来编程实现这些功能。(3) QAM调制。QAM调制模块基于L64767芯片，它接纳来自卫星或PRBS的数据，并对输入的数据进展QAM调制所要求的一切数字信号处置过程，其输出是两路相互正交的10 bit信号I和Q。(4) I/Q合成电路。

36、I/Q合成电路将QAM数字调制器L64767输出的10 bit的I和Q信号合成为一路码流。输入数据率为符号时钟，转换器以4倍符号率对信号进展过抽样。将I、Q信号数字合成可以改善系统性能，并降低本钱。由于传统的合成信号的方法要用两个DAC，分别对I、Q两路信号进展D/A变换，然后再将两路模拟信号叠加。这样，假设两个DAC没有完全匹配, 将产生相位失真, 导致接纳端误比特率添加。(5) D/A变换电路。10 bit的DAC电路将数字I、Q合成信号变换成模拟信号。DAC本身是一个非线性器件，所以还要运用补偿电路进展补偿。本系统是在DAC之后运用模拟放大电路来进展补偿的。(6) LC滤波电路。LC滤波

37、电路是一个带通滤波器，可以消除数/模转换过程中产生的高频谐波分量。滤波器要设计成在整个滤波范围内的群迟延为线性，由于任何非线性滤波都将导致信号失真。2. Offset-QAM调制原理分析从L64767输出的信号是两路10 bit的I、Q数字信号，首先就要把这两路数字信号合为一路信号，再对一路合成数字信号进展模/数转换，将其变为模拟MQAM 信号，经调谐发送至信道。这种I、Q信号的数字合成比传统的QAM调制少用了一个D/A变换器，这样可消除两个DAC锁相不稳定呵斥的影响，提高了系统性能。设发信MQAM波形可表示为u(t) T=I(t)cos(2fct)+Q(t)sin(2fct)A/D变换器的抽

38、样速率为fs, 那么相应上式可用下述离散化方式表达：u(k) T=I(k)cos(2fc/fsk)+Q(k)sin(2fc/fsk) (0k+) (7.6.1)假设假设在每一周期中仅取4个等间隔样点，即fs=4fc，那么有 (7.6.2) 而 可以表示为1，0，1，0，抽样序列， 可以表示为0，+1，0，1，抽样序列，相应同相及正交样本序列构成的u(k)样本序列即变成为以下方式： I1，Q2，I3，Q4，I5，Q6，I7，Q8，。由此数字式调制过程即相当于交替对I、Q两路数据抽取样值，并隔组求反，组成一个输出序列，送至D/A变换器，转换成模拟MQAM信号，即完成了此全数字调制处置。由以上分析，

39、设计I、Q合成的电路即只需交替对L64767输出的I、Q两路数据抽取样值，并隔组求反，组成一个输出序列，就可将I、Q两路数字信号合成为一路。本系统I、Q合成电路的设计仍是用一片EPM7128实现。而对I、Q两路数字信号抽取样值并隔组求反的操作，用VHDL言语编程可随便实现。 I、Q两路数据抽取样值的过程及I、Q抽取样值的合成过程详见图7.6.2。从该图可以看出，正交调制的精度，即严厉的/2关系，由对I、Q信号进展抽样来确保。而抽样时钟的精度可以做得很高，也就是确保了严厉的正交关系，从某种意义上来说消除了相位模糊度，数字解调时不会呵斥误码，也即抗误码才干很强。图 7.6.2 I、Q两路数据抽取样

40、值的过程及I、Q抽取样值的合成过程详图7.7 M-VSB(残留边带)数字调制技术1. 8-VSB的实现原理美国地面广播采用8-VSB数字调制。8-VSB的格状编码器、预编码器、符号映射器如图7.7.1所示。ATSC规范系统的 VSB传输方式采用 2/3(R=2/3)的格状编码(具有一个未编码比特)，也即采用1/2的卷积编码，将一个输入码编码为两个输出比特，而另一个输入比特那么坚持未编码(见图7.7.1中X1输入，两个Z0、Z1输出)。图 7.7.1 8-VSB格状编码器、预编码器、符号映射器数字调制采用的信号波形是 8电平(3 bit)一维的星座，采用相对简单的(短的) 4形状格状编码器。长的

41、格状编码会呵斥较长的突发过失并需求更多的交错过程。如图7.7.2所示，串行数据以每组3 bit输入到串/并转换器中，经串/并转换以后，送入D/A中，由数字信号变为模拟信号，然后送入调制器进展幅度调制，调制后的信号最后经残留边带滤波后，那么完成了残留边带的调制过程。图 7.7.2 8-VSB实现框图假设输入的串行数据流速率为10 Mb/s，因此D/A变换器的输入速率为(10/3)Mb/s。由信息论知识可得，1 Hz最高可传输PCM信号2 bit，所以它的基带信号最高频率为(7.7.1)由平衡调制原理知，调制后的信号带宽为(7.7.2)假设只思索单边带(SSB)滤波，那么SSB的频谱利用率为(7.

42、7.3) 残留边带滤波器的频率特性如图7.7.3所示。图 7.7.3 残留边带滤波器的频率特性从图7.7.3可以看出，VSB让一个边带全部经过，而另一个边带只残留了一部分余迹。VSB比单边带SSB带宽多一部分，因此其频谱利用率降低。降低量由滚降系数决议，=fr/fH。普通，滚降系数取值为0.10.25，它表示残留边带占信号带宽的多少。这里，我们取为0.12，那么可得8-VSB的频谱利用率为660.125.3 b/(sHz) (7.7.4)2. 16-VXB的实现原理16-VSB原理与8-VSB根本一样，只是串行数据流以4 bit为一组送入D/A变换器中。进展与上面类似的分析，可得16-VSB的

43、频谱利用率为(取滚降系数为0.11) 880.117.1 b/(sHz) (7.7.5)7.8 OFDM数字调制技术1. OFDM调制的引出在无线传输系统，特别是电视广播系统中，由于城市建筑群或其它复杂的地理环境，发送的信号经过反射、散射等传播途径后，到达接纳端的信号往往是多个幅度和相位各不一样的信号的叠加，使接纳到的信号幅度出现随机起伏变化，构成多径衰弱。信号频率选择性的衰减，会导致信号畸变。在实践的挪动通讯中，多径干扰根据其产生的条件大致可分为以下三类：第一类多径干扰：是由于快速挪动的用户附近物体的反射构成的干扰信号，其特点是在信号的频域上产生Doppler(多普勒)分散而引起的时间选择性

44、衰落。第二类多径干扰： 是由于远处山丘与高大建筑物反射构成的干扰信号，其特点是信号在时域和空间角度上发生了分散，从而引起相对应的频率选择性衰落和空间选择性衰落。第三类多径干扰： 是由于基站附近的建筑物和其它物体的反射而构成的干扰信号，其特点是严重影响到天线的信号入射角分布，从而引起空间选择性衰落。为了抑制这三类多径干扰而引起的三种不同的选择性衰落，人们绞尽脑汁想尽了一切方法，如：专门为抑制由角度分散而引起的空间选择性衰落的分集接纳技术; 专门为抑制由多普勒频率分散而引起的时间选择性衰落的信道交错编码技术; 专门为抑制由多径传播的时延功率谱的分散而引起频率选择性衰落的Rake接纳技术等。如今采用

45、多载波传输的方式，来研讨如何抑制由多径传播的时延功率谱的分散而带来的频率选择性衰落。多载波传输的概念出现于20世纪60年代。图7.8.1是一种多载频调制原理框图。设有L个载波，并有L个比特，每个比特对应一个载波进展正交调制，调制以后的频谱可示于图7.8.2。图7.8.1中2L个子通道以1/T波特率同步任务。其中，第1L个子通道的输入数据延迟T/2。这样，在k信道和(Lk)信道中的基带信号在载波频率fk上进展抑制载波的调幅，这里： fkf1(k1)f0 (1kL)f0代表波特率1/T。 因此，相邻的载波频率以波特率相间。这样，第k个和第(kL)个信号构成第k级的QAM信号。满足奈奎斯特准那么的滤

46、波器G()不论在发送端或接纳端都一样。我们把这种多载波正交调制称做OFDM调制。图 7.8.1 OFDM系统的一种实现方案图 7.8.2 OFDM信号频谱2. 多载频到单载频的处理方案 OFDM调制常要几百或上千个载频，这给实践运用带来了极大困难，Weinstein提出了一种利用离散傅里叶变换(DFT)来实现OFDM的方法使多载波概念变成单载波概念来处置，这大大地简化了处置电路。设OFDM信号发射周期为0，T，在一个周期内传输的N个符号为(C0，C1，CN1)，Ck为复数。由于第k个载波，所以合成的OFDM信号为 (7.8.1)在普通OFDM系统中，fk选择为fk=fc+kf (7.8.2)式

47、中，fc为系统的发射载波，f为子载波间的最小间隔，普通取(7.8.3) ts为符号序列(C0，C1，CN1)的时间间隔，显然，T=Nts。将式(7.8.2)和式(7.8.3)代入式(7.8.1)得(7.8.4)其中：(7.8.5)为X(t)的低通复包络。如以为抽样频率对s(t)抽样，0，T内共有个样值，那么(7.8.6)可见，以fs对s(t)抽样所得的N个样值Sn正是Ck的逆傅氏变换。因此OFDM系统可以这样来实现： 在发送端，先由Ck的IDFT(离散傅里叶反变换)求得Sn，再经过一低通滤波器即得所需的OFDM信号s(t); 在接纳端，先对s(t)抽样得到Sn，再对Sn求DFT(离散傅里叶变换

48、)即得Ck。当N=2m(m为正整数)时，可用快速算法，实现极其简单。这样，把多载波概念转换成基带数字信号处置，实践调制时只釆用单载波，如图 7.8.3 所示。图 7.8.3 OFDM数字调制与解调(a) OFDM数字调制; (b) OFDM数字解调3. 消除码间干扰的措施由于OFDM信号的频谱不是严厉限带，多径传输引起线形失真，使得每个子信道的能量分散到相邻信道，从而产生符号间的干扰。处理的方法是延伸符号的继续时间或添加载波数量，使失真变得不是那么明显。然而由于载波容量，多普勒效应以及DFT大小的限制，这种方法很难实现。另一种防止符号间干扰的方法是周期性地参与维护间隔，在每个OFDM符号前面参

49、与信号本身周期性的扩展。符号总的继续时间Ttotal=T, 是维护间隔，T是有用信号的继续时间。当维护间隔大于信道脉冲呼应或多径延迟时，就可以消除符号间的干扰。由于参与维护间隔会导致数据流量添加，因此通常小于T/4。带有维护间隔的OFDM的时频表示中，信号频域重叠，在时域经过维护间隔分开，这种构造符合电视广播信道的特性，如图7.8.4所示。图 7.8.4 采用维护间隔的OFDM的时频表示4. OFDM的时域表示 (1) OFDM时域原理表示图。图7.8.5所示为OFDM时域原理表示图。(2) OFDM时域原了解释。 输入为高速串行信息数据码元1，2，N，经过串并的S/P变换后为N路低速码元，再

50、分别调制在N个正交子载波上，最后在时域波形上相加合并发送至信道。 实践发送的并行码元信号周期TpNTs，即大于串行信息码元周期的N倍，而为给定信号带宽的B中所选用的子载波数。 N越大，实践发送的并行码元信号周期Tp(NTs)就越长，抗符合间串扰(ISI)的才干也就越强。同时OFDM信号的功率谱也就越逼近理想低通特性。图 7.8.5 OFDM时域原理表示图 图7.8.6所示为N=16的OFDM信号功率谱密度图，图中纵坐标为归一化频率。为了比较，图中也给出了BPSK的归一化功率谱密度。图 7.8.6 OFDM归一化功率谱5. OFDM的等效频域表示(1) 数学表达式。 由前面OFDM的时域表示，我

51、们可以直接给出相应的等效频域表达式，即矩阵表达式为R=HS+N (7.8.7)其中： R为接纳信号矩阵，R=(R1R2)T; H为信道矩阵，反映信道的复衰落系数，H为KcKc，那么Kc为并行子系统(子载波)数; S为信源矩阵，S=(S1S2 )T; N为叠加性高斯白噪声(AGWN)，N=(N1N2 )T (7.8.8) 信道矩阵H由于采用了Kc个正交子载波，那么有(7.8.9) H为一对角线矩阵，而对角线上的元素Hn(n=1，2，Kc)表示每个子信道的平坦衰落系数。(2) OFDM系统的频域表示。 根据以上数学分析，OFDM系统频域等效框图如图7.8.7所示。图 7.8.7 OFDM频域等效框

52、图为了便于物理实现，将式R=HS+N改写为频域的变量表达式，即Rn=HnSn+Nn(n=1，2，Kc) (7.8.10)其中： Rn表示频域接纳信号序列中第n个值; Sn为信源信号序列中第n个值; Hn为n个子载波信道的复衰落系数; Nn为第n个子信道的AWGN。OFDM符号和OFDM帧的时频构造直观表示如图7.8.8所示。图 7.8.8 OFDM符号和OFDM帧的时频构造(a) OFDM符号; (b) OFDM帧实践运用中，经常将Ks个OFDM符号组合为一个OFDM帧，其帧长为(7.8.11)而即OFDM的符号周期应为实际周期Ts加上插入的维护间隔Tg 。其中max表示最大延时。6. OFD

53、M调制实践电路举例OFDM-OBL在800 MHz带宽的运用证明了数字开路广播系统用OFDM调制方案的可行性。OFDM-OBL实验的普通构造如图7.8.9所示，其技术规格见表7.8.1。下面对图7.8.9各框图部分加以阐明。(1) 信源编码：视频编码包括离散余弦(DCT)编码、运动补偿和霍夫曼编码等。音频紧缩技术采用MPEG的层2。编码后的视频数据信息比特率是从7.146 Mb/s到15.066 Mb/s。音频信息比特率是384 kb/s。信源编码器的输出数据是包含视频和音频数据的一系列数据流，它和R-S(240，225)纠错码有一样的数据。信源输出数据速率有8.32 Mb/s、12.64 M

54、b/s、16.48 Mb/s。(2) 纠错：信源数据经过长度为T的卷积纠错，当信源的比特率为8.34 Mb/s和12.64 Mb/s时，卷积码的速率分别为它的1/2和3/4。在16.48 Mb/s的比特率情况下，纠错仅仅在信源编码中由R-S码提供。卷积编码(TCM)后，在频域和时域内对每一个OFDM帧进展数据交错。由于电视直播传输需求有一个稳定的信源广播，所以交错起到非常关键的作用。时域交错器跟在R-S编码器之后，在R-S码间进展时域交错，将TCM解码后的延续误码分散到不同的R-S码字中，使其不超越R-S码的纠错才干。频域交错的作用是使相邻格状编码的信号点在时间上分开，以便突发干扰点的噪声相对

55、均匀，使其分散在不同格状编码点，而不是集中在延续的几个信号点上超出TCM解码的才干。频域交错提高了TCM对同频干扰的抵抗才干，由于它将使同频干扰严重的载波分量分散开。(3) 调制：经过不同的编码和格雷映射，频域的数据经过IDFT处置转换到时域，其中DFT的载波数是1024个。为了获得较强的抗多径衰落的才干，OFDM的每一个载波采用DQPSK调制方法，并且每个载波的相位是正交的。每一个OFDM载波采用什么样的调制方法关键是看其抵抗传播情况的才干。假设传播情况变化得很快，那么采用不同的调制方法比采用单一的调制方法更可取。因此在挪动的数字传播条件下，对每一个OFDM载波，既可采用同样的调制方法也可采

56、用不同的调制方法，如QPSK和QAM。由于在信源数据的传播中，多径延迟传播比地面广播系统短，又由于FFT的载波数量是1024个，在频域内基带滤波需求多余的带宽，因此有效的符号长度为64 s。复杂的FFT的输入数据也仅仅为572个数据点，被调制在不同的载波上，剩余的载波都被调制上零数据。这时的带宽是9MHz，并且功率谱密度的外形是矩形。参与的维护间隔也是IFFT输出数据的一部分，我们可以从基带的OFDM码元中获得样值。思索到中继的间隔短，接纳方的定向天线、传播才干和传播环境等要素，维护间隔的长度为2 s。码元的数据经过低通基带滤波，经过D/A 转换，再经过正交调制转换到中频带，然后经过频率转换安

57、装在射频带传播。(4) 帧构造：一个OFDM帧包含1000个码元，其中4个是同步码元(1个0码元、1个扫描码元和2个参考码元)。同步位包含帧时钟、码元时钟、FFT样点时钟以及其它的时钟。它是经过探测0码元和扫描码元来确定的。(5) 解调：在接纳方，每一个OFDM载波上的数据可以经过FFT处置器解调。只需多径的延迟没有超出维护间隔的长度，载波上的数据就可以被正确地解调。由于频率交错，每一个载波上的相位旋转在FFT处置前经过相位旋转安装进展了补偿，同时A/D变换安装的输入经过自动增益控制进展了优化。(6) 实践运用：由于数字广播系统的音频和视频编码朝着国际上一致的规范开展，所以数字开路广播链路的信

58、源编码采用一致的规范。信源的比特率要在传输容量与信源的质量之间找到一个平衡点。OBL中的OFDM的有效码元的长度要思索传播途径的延时和时变衰减。同时这个参数还取决于硬件的限制。如FFT载波的个数和大规模集成电路处置的速度。假定采用一致的带宽，添加有效的码元长度和维护间隔同添加FFT的载波数可以到达一样的效果。硬件技术的开展对OFDM安装性能的改善起着重要的作用。维护间隔的长度大于最大的多径延迟是可取的，但是在OBL中维护间隔的长度不能获得太长。由于在OBL中，即使在维护间隔内，也会有短延迟的多径信号和严重的错误出现，所以有必要确定维护间隔的长度，以防止冗余码不能进展充分的纠错。体积小和低功耗是

59、实践运用中要思索的主要要素，因此必需尽量将数字处置部分集成到大规模集成电路上。传统情况下，在大规模的电视直播传输中需求大量的接纳基站和定向天线。当运用OFDM-OBL时，可以减少基站的数量并运用非定向的天线。由于它的良好的抗多径传播的性能，OFDM调制方案还可以构成单一频率网络。(7) 结论：在QPSK-OFDM传输实验中，得到了如下的结论：这里我们采用的是在9 MHz 带宽中采用572个载波和2 s的间隔。数字OBL采用OFDM调制方案在多径延迟条件下能坚持稳定的传播。在OBL中采用OFDM，对挪动信源不用采用跟踪的定向天线，取而代之的是非定向天线和较少的接纳基站，就可以在多径环境中获得优良

60、的性能。可以预料到，OFDM调制方案可以改善挪动信源电视广播传播的操作，并且在大规模的传播中简化中继网络。 (8) 欧洲DVB规范的COFDM： 欧洲DVB-T数字电视开路规范采用了正交频分复用调制 (OFDM)。在这种调制方式内，可以分成适用于小范围的单发射机运转的2k载波方式，适用于大范围多发射机的8k载波方式。在进展OFDM之前，往往还采用内码编码(卷积编码)。这样，编码和调制合起来又称为COFDM，COFDM调制方式将信息分布到许多个载波上面，这种技术曾经胜利地运用到了数字音、视频广播DAB上面，用来防止传输环境呵斥的多径反射效应，其代价是引入了传输“维护间隔。这些“维护间隔会占用一部