数字信号基带传输

1、第五章：数字信号的基带传输重点：1.数字基带信号2.码间串扰3.升余弦滚降传输特性4.眼图5.时域均衡原理频带传输：使用调制解调器。即发送端使用调制器，接收端使用解调器。基带传输：不经过调制而直接传送的方式，即发送端不使用调制器，接收端也不使用解调器。但是一般要经过简单的频谱变换(例如形成升余弦,去掉直流分量等)信号与信道匹配: 是基带传输的基本思想6.1 数字基带信号传输码型的选择（见书139页）码型变换： 数字信息的电脉冲表示过程Dc component. Eliminating the dc energy from the signals power spectrumenables th

2、e system to be ac coupled. Magnetic recording systems, or systemsusing transformer coupling, have little sensitivity to very low frequency signalcomponents. Thus low-frequency information could be lost.2. Self-Clocking. Symbol or bit synchronization is required for any digital communicationsystem. S

3、ome PCM coding schemes have inherent synchronizing or clocking features that aid in the recovery of the clock signal. For example,the Manchester code has a transition in the middle of every bit interval whether a one or a zero is being sent. This guaranteed transition provides a clocking signal.3. E

4、rror detection. Some schemes, such as duobinary, provide the means of detecting data errors without introducing additional error-detection bits into the data sequence. 4. Bandwidth compression. Some schemes, such as multilevel codes, increase the efficiency of bandwidth utilization by allowing a red

5、uction in required bandwidth for a given data rate; thus there is more information transmitted per unit bandwidth.5. Differential encoding. This technique is useful because it allows the polarity of differentially encoded waveforms to be inverted inverted without affecting the data detection. In com

6、munication systems where waveforms sometimes experience inversion, this is a great advantage. (Differential encoding is treated in greater detail in Chapter 4, Section 4.5.2.)6. Noise immunity. The various PCM waveform types can be further characterized by probability of bit error versus signal-to-n

7、oise ratio. Some of the schemes are more immune than others to noise. For example, the NRZ waveforms have better error performance than does the unipolar RZ waveform.单极性不归零码：0：零电平 1：正电平电脉冲之间无间隔，极性单一，有直流分量抗干扰能力差， 判决电平为1/2，引起漂移，另外位同步信息包含在电平的转换之中，当出现连0序列时没有位同步信息双极性不归零码：0：负电平 1：正电平稳定，抗干扰能力好，由于它是幅度相等极性相反

8、的双极性波形， 故当0、 1符号相等出现时无直流分量。判决电平为0，漂移小，抗干扰能力较强单极性归零码：单一极性，电脉冲间有间隔脉冲窄，每个脉冲总是要回到零电平可以直接提取同步信号双极性归零码：双极性，电脉冲间有间隔脉冲窄，每个脉冲总是要回到零电平可以直接提取同步信号差分码：利用前后码元的相对极性来传送消息的“0”差分码：极性改变表示“0”，不变表示“1”“1”差分码：极性改变表示“1”，不变表示“0”优点：可抵抗信道中极性反转交替极性码：将单极性波形中的所有正电平脉冲转换为正负交替的波形无直流成分即使接收端极性完全相反，也能正确判决用于北美系列一，二，三次群接口码3阶高密度双极性码：当连“0

9、”的个数超过4时，则将第四个“0”变换成其前一非“0”符号(+1/-1)同极性的符号。无直流成分码型变换简单，翻转部件用整流器用于欧洲系列一，二，三次群接口码取代节 000V相邻两个V之间，传号为奇数。 B00V相邻两个V之间，传号为偶数， B的极性与前一非“0”符号相反。例：代码：1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1 AMI：-1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0 -1 +1 0 0 0 0 -1+1 HDB3：-1 0 0 0-V +1 0 0 0+V -1 +1 -B 0 0 V +1 -1双相码：每个二进制代码分别用两个具有不同相位的二进制代码来取

10、代。“1”码用10表示 “0”码用01表示 无直流分量，最长连“0”，连“1”数为2定时信息丰富米勒码：“1”码用01和10交替变化来表示 “0”码时：单个“0”时，无跃变，连“0”时，用 00和11交替变化来表示 双相码的下降沿正好对应米勒码的跃变沿信号反转码：“0”码：用01来表示 “1”码：用 00和11交替变化来表示 无直流分量，含有丰富定时信息为PCM四次群接口码差分模式反转码：对“0”码：若前面变换码为01或11，则DMI码为01 ，若前面变换码为10或00，则DMI码为10 对“1”码：用 00和11交替变化来表示 最长连“0”，连“1”数为2基带信号的频谱特性 研究基带信号的频

11、谱结构是十分必要的，通过谱分析， 我们可以了解信号需要占据的频带宽度，所包含的频谱分量， 有无直流分量， 有无定时分量等。这样，我们才能针对信号谱的特点来选择相匹配的信道，以及确定是否可从信号中提取定时信号。 数字基带信号是随机的脉冲序列，没有确定的频谱函数， 所以只能用功率谱来描述它的频谱特性。假设g1(t) 表示“0”码，概率分别为P g2(t) 表示“1”码，概率为1-P g1(t-nTs), 以概率P出现 g2(t-nTs), 以概率(1-P)出现 Xn(t)= 为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化，我们可以把x(t)分解成稳态波v(t)和交变波u(t)。 二进制随机脉冲序列s(

12、t)表示为 式中，v(t)是稳态波，并是以Ts为周期的周期信号；u(t)为交变波属随机信号。随机脉冲序列s(t)的功率谱密度Ps(w)表示为其中G1(f) 、 G2(f) 分别为g1(t)、 g2(t)的傅氏变换，fb1/Tb。 可以得出如下结论： （1）随机脉冲序列功率谱包括两部分：连续谱（第一项）和离散谱（第二项）。对于连续谱而言，由于代表数字信息的g1(t)及g2(t)不能完全相同，故G1(f) G2(f) ，因此，连续谱总是存在；而对于离散谱而言，则在一些情况下不存在，如 g1(t)及g2(t)是双极性的脉冲，且出现概率相同时。 （2）当g1(t) 、 g2(t) 、p及Tb给定后，随

13、机脉冲序列功率谱就确定了。 (1)随机数字基带信号的功率谱通常包括离散谱和连续谱并在 整个频域无限延伸；(2)不论离散谱或连续谱，都与基本脉冲的频谱G()、基带信 号的形式（即c1和c0）及统计特性（即p）有关;(3) 连续谱在实际中总是存在的，因为 c1c0，p0，p1， 我们主要关心的是信号集中在哪个频率范围及信号的带 宽；根据它的连续谱可以确定序列的带宽（通常以谱的第 一个零点作为序列的带宽）。(4)离散谱不一定总是存在的。我们主要关心 b分量 ，它对于 位同步信号的提取十分重要。（例： c1=-c0，时， Ebk=0，离散谱为零） 当矩形脉冲的宽度和码元宽度的占空比不同时，将得到不同的

14、频谱。02040604081216200 025单极性不归零矩形P= 05f/fbx() 00625单极性矩形 半占空 ，P= 050040080120816243240000422005070f/fbx()单极性升余弦P= 0.502 02504060 0.4 0.8 1.2 1.6 2.0f/fb当基本脉冲不同时，也将得到不同的频谱。x()AMI码f/ fb00.21.20.80.60.41.01.41.61.82.00.1Tb0.2Tb0.3Tb0.4Tb0.5Tb0.6Tb0.7Tbx()如果规定占信号功率90%的范围为信号的带宽Bs，则有：当以矩形脉冲作为基本脉冲的信号，通过数值积分

15、可以求出：即：数字基带信号的带宽，近似为脉冲宽度的倒数码元速率：Rb=1/Tb，二进制基带信号的功率谱密度从以上可以看出： （1）随机序列的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函数G1(f)或G2(f)，两者之中应取较大带宽的一个作为序列带宽。 时间波形的占空比越小，频带越宽。通常以谱的第一个零点作为矩形脉冲的近似带宽，它等于脉宽的倒数，即Bs=1/。 不归零脉冲的=Ts，则Bs=fs；半占空归零脉冲的=Ts/2，则Bs=1/=2fs。 其中fs=1/Ts， 位定时信号的频率，在数值上与码速率RB相等。 （2）单极性基带信号是否存在离散线谱取决于矩形脉冲的占空比，单极性归零信号中有定时分量，可直接提

16、取。单极性不归零信号中无定时分量，若想获取定时分量，要进行波形变换。0、1等概的双极性信号没有离散谱，也就是说无直流分量和定时分量。 6.2 基带信号的传输 H(w)= GT(w) G(w) Gr(w) 1、发送滤波器：也叫信道信号形基带形成滤波器H()成器，用来产生适合于信道产生的基带信号。2、信道传输受到的影响：发送滤波器输出的基带信号送入信道，基带信号在传输过程中受到两个因素的影响。（1）受到信道特性的影响，使信号产生畸变；（2）被加性噪声叠加，使信号产生随机畸变。3、接收滤波器：（1） 抑制带外噪声， （2） 均衡、调整信号波形，减小信号畸变4、识别电路：（1） 限幅、整形（2） 抽样

17、判决，要在最佳时刻、用最佳门限判决。码间串扰及其特性分析码间串扰奈奎斯特准则门限判决：峰值的1/2抽样间隔：fs码元速率：fs基带传输系统的总传输特性为 H()=GT()C()GR() 接收滤波器输出信号y(t)可表示为 y(t)=d(t)*h(t)+nR(t)= akh ( t-kTb ) +NR (t) 我们要对第j个码元aj进行判决 ，应在t=kTs+t0时刻上（t0是信道和接收滤波器所造成的延迟）对y(t)抽样;y(jTb+t0)= akh ( jTb+t0 ) -kTb+nR(jTb+t0) =ajh(t0)+ akh(j-k)Tb+t0+nR(jTb+t0)y(jTb+t0)=aj

18、h(t0)+ akh(j-k)Tb+t0+nR(jTb+t0)第一项 ajh(t0) 是第j个码元在抽样瞬间jTb+t0所取得的值，它是确定aj的依据。第二项 akh(j-k)Tb+t0是除第j个码元以外的其他码元波形在第jTb+t0个抽样时刻上的总和，它对当前码元aj的判决起着干扰的作用，所以称为码间串扰值。由于ak是以概率出现的，故码间串扰值通常是一个随机变量。第三项 nR(jTb+t0) 是输出噪声在抽样瞬间的值，它是一种随机干扰，也要影响对第j个码元的正确判决。y(jTb+t0)=ajh(t0)+ akh(j-k)Tb+t0+nR(jTb+t0)第二项 akh(j-k)Tb+t0是除第

19、j个码元以外的其他码元波形在第jTb+t0个抽样时刻上的总和，它对当前码元aj的判决起着干扰的作用，所以称为码间串扰值。由于ak是以概率出现的，故码间串扰值通常是一个随机变量。y(jTb+t0)=ajh(t0)+ akh(j-k)Tb+t0+nR(jTb+t0)第三项 nR(jTb+t0) 是输出噪声在抽样瞬间的值，它是一种随机干扰，也要影响对第j个码元的正确判决。n(t) 0 t码间干扰和随机噪声两者都会引起判决错误，显然，当码间干扰和噪声较小时，判决一般是正确的；当码间干扰和噪声较大时就可能发生错判。码间干扰和噪声越大，错判的可能性就越大。为了减少判决错误即降低误码率，必须最大限度地减少码

20、间干扰和随机噪声的影响。码间串扰的消除，应有akh(j-k)Tb+t0=0消除码间串扰原理无码间串扰的基带传输特性无码间串扰的基带系统应满足下式:akh(j-k)Tb+t0 = 1, j=k0, j k 理想低通系统（a） 传输特性； (b) 冲激响应 Heq()通常称为基带传输系统的等效低通传输函数。其物理意义是将各分段移在（ -/Tb ，/ Tb ）相叠加Hep(w)的构成 无码间串扰的等效特性低通矩形传输特性与极限码率余弦滚降传输特性滚降特性构成传输系统的带宽为 ( 1+fb )/2a=1,100%滚降，升余弦特性a=0,理想低通特性原始基带信号经过升余弦滤波器后两者叠加经过接收低通滤波器后三者叠加判决输出无码间串扰基带系统的抗噪声性能 若二进制基带信号为双极性，设它在抽样时刻的电平取值为+A或-A（分别对应与信码“1”或“0” ）, 则x(t)在抽样时刻的取值为x(kTs)= A+nR(Kts), 发送“1”时 -A+nR(kTs), 发送“0”时 设判决电路的判决门限为Vd，判决规则为 x(kTs)Vd, 判为“1”码 x(kTs)Vd，判为“0”码故当发送“1”时，A+nR(kTs)的一维概率密度函数为而当发送“0”时，-A+nR(kTs)的一维概率密度函数为x(t) 的概率密度曲线 这时， 在-A到+A之间选择一个