反激式开关电源设计培训教材(第一节)71课件

1、反激式开关电源设计 培训教材2007.9.10第1页，共25页。反激式开关电源设计 第1章、电路结构 第2章、变压器设计 第3章、关键元件选择 第4章、EMC的设计第2页，共25页。第一章、电路结构单管反激电路基本结构第3页，共25页。双管反激电路基本结构 第4页，共25页。单管反激电路实例(S012B系列原理图)第5页，共25页。输入电路、输入端噪音滤波电路和输入过流保护电路如下所示： 第6页，共25页。 输入端噪音滤波电路主要作用是防止电源对电网的干扰和防止电网对电源的干扰。电源对电网的干扰和影响的测试主要有谐波Harmonic、传导噪音Conduct、辐射噪音Radiation、功率因数

2、电网对电源的干扰测试主要是静电ESD、雷击SURGE、电压跌落Drop、电快速瞬变脉冲群EFT 输入过流保护主要是靠保险管、保险丝绕线电阻的过电流过功率熔断特性。保险管主要用在高输出功率的电源上，绕线电阻用在低输出功率的电源上。保险管重要的参数有额定电流、熔断时间、分断能力，额定电流大、熔断时间长、分断能力低，容易炸裂管壁，这在安全认证时是不允许的，因此，要尽量选择分断能力高的保险管；保险丝绕线电阻重要的参数主要是过功率熔断时间，一般加在电阻两端的电压与电流的乘积为电阻标称功率的25倍时，要在60S内熔断 保险管、保险电阻对SURGE特性的影响是非常大的。同时SURGE和安全要求又是矛盾的，还

3、要满足能效要求，因此，保险管、保险电阻的参数选取非常关键第7页，共25页。2、输入浪涌电流的抑制 浪涌电流主要用负温度系数热敏电阻、大功率电阻、单向可控硅，继电器等元件来抑制15W以下的电源浪涌电流小于30A15-60W电源浪涌电流小于50A60W以上的电源浪涌电流根据所选元件和电网限流规格来定3、输入交流的整流主要有桥式整流和半波整流4、直流滤波主要有电容滤波和型滤波， 型滤波多用于小功率电源的EMI的抑制。第8页，共25页。5、输出整流主要有二极管整流和场效应管同步整流，滤波主要有电容滤波和型滤波6、保护电路 过流保护分可恢复和闭锁两种，一般设计成“”字形下垂特性； 过压保护分可恢复、闭锁

4、和自杀式等三种 过温保护分可恢复和闭锁两种 短路保护也分可恢复和闭锁两种第9页，共25页。PWM控制芯片(Fairchildsemi的FSDM0265R)第10页，共25页。 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行总结。1、已知的参数 根据需求和电路的特点确定，包括：输入电压Vin、输出电压Vout、每路输出的功率Pout、效率、开关频率fs(或周期T)、线路主开关管的耐压Vmos。2、 计算 在反激变换器中，反激电压Vf与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量5%。

5、最大允许的反激电压由下式确定： Vf=VMos-VinDCMax-电压裕量 漏电感尖峰电压 （2.1）漏电感引起的尖峰，一般有50V-100V左右。第二章、变压器设计 第11页，共25页。 对于90-264V的输入电压范围，反激电压可按60V-80V来选取，选70V左右比较合适，反激电压选得高，初次级匝比就大，初级侧的Mosfet承受的反压就高，但温升会低一点，次级侧的整流管承受的反压会低一点，温升也会低一点，此时变压器的温升会高一点（此时开关管占空比大，在相同工作频率下变压器初级电感量比较大，需要的能量也就要多一些，变压器的温升会高一点）；反激电压选得低，匝比就小，则Mosfet承受的反压就

6、低，但温升会高一些，次级侧的整流管承受的反压会高一些，温升也会高一些，此时变压器的温升会低一些 实际设计产品时需根据所选半导体元件、变压器、结构来找一个最佳平衡点。 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 原、副边的匝比n=Np/Ns=Vf/（Vout +Vd） （2.2）第12页，共25页。 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，（Vinmin一般选110V-120V）根据在稳态下，变压器的磁平衡，得下式： VinminDMax=Vf(1-DMax) DMax= Vf/ (Vinmin+ Vf) （2.3

7、） 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip。若Ip1为0，则说明变换器工作于临界模式或断续模式，否则工作于连续模式。连续模式时初级电流波形断续或临界模式时初级电流波形第13页，共25页。初级OSFET漏极的电压波形如下图示 对应临界模式 对应非连续模式 对应连续模式第14页，共25页。由能量守恒，得到下式： 1/2(Ip1+Ip)DMaxVinDCMin=Pout/ (2.4) 令K= Ip1 / Ip ，则Ip1 =KIp 当K=0，则Ip1 =0，此时工作在临界或断续模式 当0K1，此时工作在连续模式 K值的选取最好是当输入电压为230V,电

8、路工作在临界模式，即K=0,此时的效率是最高的；那么,当输入电压为90V时,电路工作在连续模式， K0.25左右。变换器的初级绕组电流，初级电感量，初级匝数由以下公式可以求出 (2.5) (2.6) (2.7) 第15页，共25页。 为了避免磁芯饱和，应该在磁回路中加入一个适当的气隙，气隙一般大于0.01Cm，功率大，则气隙要大。由以上可得磁芯参数： (2.8) 根据求得的Ae值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。 有了磁芯需再较正原边的匝数。根据下式： (2.9) 再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。有时求的匝数不是

9、整数，将副边的匝数取整后再修改原边匝数第16页，共25页。在上式中： Lg为气隙长度，单位为cm Np为原边匝数， Ae为磁芯的截面积，单位cm2 Lp为原边电感量，单位为H(亨利) Bw为工作磁通密度，单位为高斯 （Bw一般选0.7Bs以下的值，Bs是磁芯最大磁通密度，在磁芯的手册中Bs的单位是mT毫特斯拉， 1mT=10GS高斯）初级绕组电流有效值Iprms： (2.10)次级绕组电流有效值Isrms： (2.11)第17页，共25页。铜线电流密度按如下选取:(绝缘等级CALL B) 5W以下：取7.0A-9.0A/mm2 ; 5W-24W：取6.0A-8.0A/mm2 ; 24W-50W

10、：取5.0A-7.0A/mm2 ; 50W以上：取4.0A-6.0A/mm2 甚至更小； (在变压器加有散热片时可选大一点,绕组在线槽最里面，要选小一点,在线槽最外面，可选大一点,如要求变压器温升小,则电流密度要选小一点)。次级导线截面积计算也可以按输出直流每1安培需要的导线截面积0.125mm2(0.4mm)、 0.16mm2(0.45mm)、 0.196mm2(0.5mm)、 0.238mm2(0.55mm)来计算，功率大输出电流大取大值,否则取小值,如输出12V/5A，取0.238mm2(0.55mm)来计算，导线总截面积1.19mm2 ，相当于2根0.85mm导线截面积. 以上只作为参

11、考，实际设计时要根据骨架规格,温升要求适当调整。气隙长度按如下选取：5W以下：取0.01-0.02cm; 5W-24W：取0.02-0.04cm;24W-50W：取0.03-0.05cm; 50W以上：取0.03cm以上. 第18页，共25页。铜线线径按如下公式计算: (2.12)以上是考虑成本因数的一个合适选择，当磁芯截面积比较大时，气隙长度可按下限选择；截面积小，要选大一点，否则，磁芯易饱和。第19页，共25页。S012B系列变压器设计步骤已知条件1、输入电压Vin:90Vac-264Vac2、输出电压Vout:12V3、输出电流Iout:1.25A4、Mosfet耐压Vmos:650V5

12、、开关频率f：67KHz6、FSDM0265R最大输出功率： 13W（密封无散热片） 20W（开放式无散热片） 以上说明IC完全能输出15W功率，在加散热片情况下做到15W是可行的第20页，共25页。参数计算1、最大允许的反激电压 Vf=650V-373V-32.5V 100V=144.5V 选反激电压Vf为75V,则Mosfet的漏极最高电压为: 373V+100V+75V=548V0.324cm2，因此按天通EF20磁芯参数来进行下面的计算9、初级绕组匝数Np10、次级绕组匝数Ns Ns= Np/n=845.95=14.18匝14匝；则Np 83匝10、辅助绕组匝数Nf FSDM0265R的启动电压11-13V,Vcc不能超过19V,因此辅助绕组电压VCC按13.5V计算，则辅助绕组匝数NF=NsVCC/(Vout+Vd) 15匝第23页，共25页。11、初级绕组电流