【学习课件】第三代移动通信讲义

1、移动通信新技术-CDMA第1章 移动通信信道与移动用户 第2章 多址技术与扩频通信第3章 IS-95码分多址系统 第4章 （3G）移动通信系统IMT-2000 简介 吴老师：这章的内容因为在GSM课程里我们已经做了录象，所以这部分不需要重复讲授了。是否有不一样的地方？下一页上一页2.1 多址技术的基本概念 目的原理实现方式典型范例 上一页下一页-目的- 由于移动用户在不断的随机移动，建立它们之间的通信，首先必须引入区分与识别动态用户地址的多址技术。 下一页上一页-原理-与固定式通信中的信号复用技术相同，实质上都是属于信号正交划分与设计技术。不同点是信号复用目的在于区分多路，多址技术目的是区分多

2、个动态地址。复用技术通常在中频或基带实现；多址技术必须在射频实现，它利用射频幅射的电波寻找动态的移动地址。 上一页下一页-实现方式-正交信号的正交划分与设计，具体是通过信号的正交参量i（i=1,2,n）的划分来实现的。（1）在发送端：设计一组相互正交的信号参量 其中： :为第 i 个用户地址的信号； :为第 i 个用户信号 的正交参量； :为第 i 个用户地址的保护区。 下一页上一页（2.1）（2.2）-实现方式- （续）式（2.1）是理论上表达式;式（2.2）则是考虑到实际情况后的实际划分表达式。而且，正交参量应满足 上一页下一页1 当 i = j 时0 当 i j 时ij =（2.3）-实

3、现方式- （续）（2）在接收端：设计一个正交信号识别器。如图2.1所示。 图2.1 正交信号识别器原理图 下一页上一页-典型范例-当i=Fi时，称为频分多址FDMA。如图2.2所示。图2.2 频分多址原理图 上一页下一页-典型范例- （续） 在移动通信中，最典型的频分多址方式有：北美：800MHz的AMPS体制；欧洲与我国：900MHz的TACS体制。 下一页上一页-典型范例- （续） 当i=Ti时，称为时分多址TDMA。如图2.3所示。图2.3 时分多址原理图 上一页下一页-典型范例- （续） 在移动通信中，最典型的时分多址方式有：GSM900，它是欧洲与我国等采用的体制；D-AMPS，它是

4、北美等采用的体制；PDC，它是日本采用的体制。 下一页上一页-典型范例- （续） 当i=ci时，称为码分多址CDMA。它有两种主要形式：直扩码分DS-CDMA：多用于民用；时频编码、跳频等：多用于军事。对于直扩码分多址DS-CDMA形式如图2.4所示。图2.4 直扩码分多址原理图 上一页下一页-典型范例- （续） CDMA与FDMA，TDMA划分形式不一样频分FDMA与时分TDMA均属于一维多址划分；码分多址CDMA是属于时频二维域上的划分。CDMA的所有用户均占有同一整个频段F与同一整个时隙T，而划分不同地址的正交参量既不是频段也不是时隙，而是不同地址信号码组的自相关与互相关函数，具体实现将

5、在后面介绍。 下一页上一页-典型范例- （续）另一种码分形式为时频编码或称跳频，如图2.5所示。图2.5 时频编码扩频多址原理图上一页下一页-典型范例- （续）在时频编码或跳频方式中，它将整个时域T划分为若干个子时域Ti（i=1,2,，n），同样又将整个频段F划分为若干个子频段Fi（i=1,2,，n）。然而每个用户在不同的时隙占用不同的频段即在时频二维的子区域内跳动，称为时频编码。或者可以看作按时间顺序在不同频段上跳动，称为跳频。 下一页上一页2.2 扩频通信的基本概念 扩频码分多址是数字移动通信中的一种多址接入方式，特别是在第三代移动通信中，它已成为最主要的多址接入方式。扩频通信确切地说称为

6、扩谱通信更为恰当，因为被扩展的是信号频谱带宽，不过习惯上均称为扩频，它是一类宽带通信系统。它的主要特征是：扩频前的信息码元带宽远小于扩频后的扩频码序列（chip）的带宽。 上一页下一页2.2 扩频通信的基本概念（续）窄带和宽带通信系统扩频通信的基本原理直扩式码分多址DS-CDMA跳频直扩系统的主要技术指标 上一页下一页下一页-窄带和宽带通信系统- 定义：设R为待传送信息码元速率，T为信息码元的持续时间，F为传送信号扩频码序列（chip）所占用的带宽。 若RT=FT1时，即当R=F，或者F=2R时，称为一般窄带通信系统，在通常数字通信系统中，移频、移相均属窄带通信系统。若F R，即 =10106

7、（1060 dB），则称该系统为宽带通信系统。 宽带通信系统是窄带系统通过扩频方式来实现的。码分多址CDMA就是一类典型的扩频宽带通信系统。 上一页下一页-扩频通信的基本原理- 由通信原理与信息论中的著名Shannon公式C=FTlg（1+ ）（见图2.6）。 公式中：F：限频带宽；T：限时时隙，一般在通信原理中取T=1； ：为功率信噪比；C：信道容量。 图2.6 信道容量C的直观图示上一页下一页-扩频通信的基本原理- （续）这一公式指出一个限时（T）限频（F）限功率（S）的连续白色高斯信道。其信道容量可以形象的用3个主要信号参量所决定的体积来表示。 上一页下一页-扩频通信的基本原理- （续）

8、3个参量F、T与lg（1+ ）所构成体积，当容积C不变时，具有“可塑性”。即3个参量之间可以互换。这一辩证关系实质性的揭示，为众多新型通信体制的建立打开了创新之门。扩频通信就是其中最典型的一个实例。 在移动通信中，信噪比 是最主要的矛盾，为了提高信噪比，可以不惜一切手段。其中Shannon公式指出：可以采用频带F来换取信噪比，即当C不变时，增加频带F可以降低接收机接收的信噪门限值lg（1+ ）。这就是扩频通信的基本原理，即用频带换取信噪比。 上一页下一页-直扩式码分多址DS-CDMA- 下面以一个最简单的7位m序列为例，按照m序列定义：m=7=2n-1=23-1，即它可以由最简单的三级移位寄存

9、器产生7位的m序列的伪随机码序列：1 -1 -1 1 -1。其扩频前、后波形图如图2.7所示。 图2.7 扩频波形原理图 上一页下一页-直扩式码分多址DS-CDMA- （续）在不考虑多径影响时，假如我们取此m序列七位码元的不同移位（向左移）构成7个不同用户的地址码，这时，信道假设为理想无多径信道，则有：C1= 1 1 1 -1 -1 1 -1C2= 1 1 -1 -1 1 -1 1C3= 1 -1 -1 1 -1 1 1C4= -1 -1 1 -1 1 1 1C5= -1 1 -1 1 1 1 -1C6= 1 -1 1 1 1 -1 -1C7= -1 1 1 1 -1 -1 1C8= 1 1

10、1 -1 -1 1 -1上一页下一页-直扩式码分多址DS-CDMA - （续） 显然，移至八位以上就产生循环重复即c1=c8，c2=c9。故该伪随机码周期为7。扩频后速率提高了七倍或者说频带增大了七倍，对于理想无多径信道扩频后，通过扩频码移位可提供7个不同用户，其有效性没有降低。 上一页下一页-直扩式码分多址DS-CDMA - - （续） 这时可利用DS-CDMA的m序列自相关特性来区分与识别用户多址。上述七位m序列扩频码的自相关函数如图2.8所示。图2.8 m=7=23-1序列的自相关函数图 上一页下一页-直扩式码分多址DS-CDMA（续） 由上述相关函数图形可见只有当发端、收端是同一用户地

11、址码时（即时间移位对齐时），自相关函数输出最大为7；当收、发不是同一用户地址码时（即时间移位错开一至六位时），其自相关函数输出均为-1。因此利用这一自相关特性可以实现在移动通信多址接入技术中，寻找属于自己用户的地址。这时，从抗干扰看，通过扩频码移位对齐后，七倍扩频码（chip）信号能量通过相关运算能集中到对齐位的某一个扩频码（chip）上，与扩频前相比，其抗干扰性增大七倍以上。上一页下一页-直扩式码分多址DS-CDMA - （续）DS-CDMA系统实现框图如图2.9所示。图2.9 系统发、收端实现框图它与传统的通信系统相比较发端多了扩频调制；收端多了扩频解扩。 上一页下一页-跳频- 跳频是将待

12、传送码元的载波分量随着时间顺序受一个伪随机序列控制而随机跳动。 下面给出一个6个时隙7个载波跳频系统， 如图2.10所示。 图2.10 跳频原理图 上一页下一页-跳频- （续）跳频的具体实现方框图如图2.11所示。 图2.11 跳频、发、收端实现框图 跳频体制，抗人为干扰能力强，保密，但实现较复杂。因此多用于军事通信中。另外还有其他类似的跳时、时频相调制以及各类混合体制等。 上一页下一页-直扩系统的主要技术指标- 处理增益G 它表示扩频系统解扩后信噪比改善程度；另有两类等效定义：表示发送端码元扩展的倍数信号带宽扩展的倍数； 它可用下列公式表示 其中：RPN、R分别表示伪码速率和信息码速率； ：

13、FPN、B分别表示伪码带宽与信息码带宽。 上一页下一页-直扩系统的主要技术指标- （续）干扰容限M它表示在正常工作的条件下，接收机输入端所能承受的干扰比信号高出的分贝数值： 其中：Ls为实际传输路径损耗（dB）M值直观反映了扩频系统接收机所允许的干扰最大强度值（用分贝表示）。上一页下一页-直扩系统的主要技术指标- （续）例：某扩频系统若已知：G=21dB，Ls=5dB，10lg( )out=6dB则有：M=21-5-6=10dB它说明该扩频系统最大承受干扰为10dB，即允许最大干扰比信号强10倍。 上一页下一页2.3 扩频通信的主要优缺点 主要优点主要缺点 上一页下一页-主要优点- 抗干扰能力

14、强且G越大；抗干扰能力越强，抗白噪声、抗单频窄带干扰、抗人为干扰、抗跟踪干扰、抗宽带的等效白噪声的多址与多径干扰能力都很强。扩频系统抗干扰性强的物理解释：对于数字通信系统，则 可见：误码率Pe与功率信噪比 及信号基数FT成反比。且当Pe不变时， 。所以当FT=10106时，在保证一定Pe时，可以实现在很低的 值下进行通信，即允许很强的干扰。 上一页下一页-主要优点- （续）保密性能强无论是直扩还是跳频，扩频后其频谱均为近似白噪声，因此具有良好的保密性能。同时对于数字化用户，还可以进一步进行数字式用户加密。低功率谱密度由于扩频属于宽带系统，频带越宽，功率谱密度就越低，因此它具有良好的隐蔽性能。且

15、对其他通信系统及对人体的干扰与影响也小。上一页下一页-主要优点- （续）易于实现大容量多址通信时频二维地址划分使潜在地址数增大。抗干扰能力强与低功率密度对于干扰受限系统，将允许接纳更多的用户数。 易于实现精确定时与测距因此被广泛用于雷达、导航、通信、测距等系统。适合于变参信道的无线通信扩频系统易于实现多种形式分集接收并提高抗干扰性。 上一页下一页-主要缺点- 占用信号频带宽扩频后的码序列（chip）带宽远大于扩频前的信息序列带宽。系统实现复杂。在时变信道中实现同步较为困难。目前受寻找地址码数量上的限制，实现大容量通信仍存在一定困难。 上一页下一页第3章 IS-95码分多址系统 IS-95 CD

16、MA体制简介 IS-95中的RAKE接收技术 IS-95中的功率控制 IS-95中的切换技术 IS-95中的网络结构 上一页下一页3.1 IS-95 CDMA体制简介 美国QUALCOMM公司研制的IS-95CDMA体制是一类直扩码分多址（DS-CDMA）的蜂窝通信系统。也是世界上第一个民用的码分多址CDMA蜂窝通信系统。下面将简要介绍IS-95，主要介绍多址技术、可靠性（抗干扰性）、有效性（系统容量）。 上一页下一页3.1 IS-95 CDMA体制简介扩频码分多址的技术实现采用多种手段提高可靠性（抗干扰性）利用基站的GPS实现下行同步码分增加系统容量的主要手段 上一页下一页 图3.1 CDM

17、A 系统的信道示意图3.1 IS-95 CDMA体制简介（续）上一页下一页下一页图3.2 N-CDMA 系统正向信道分配图3.1 IS-95 CDMA体制简介（续）上一页下一页下一页图3.3 N-CDMA 系统反向信道分配图3.1 IS-95 CDMA体制简介（续）上一页下一页图3.4 正向CDMA信道结构3.1 IS-95 CDMA体制简介（续）上一页下一页图3.5 反向CDMA信道结构3.1 IS-95 CDMA体制简介（续）上一页下一页图3.6 发信方向基带信号处理结构 3.1 IS-95 CDMA体制简介（续）上一页下一页-扩频码分多址的技术实现- 采用三种类型正交（准正交）码以区分三

18、个不同层次的地址： 用户地址码信道地址码 基站地址码 上一页下一页-扩频码分多址的技术实现-用户地址码（1）为了容纳更多的用户，地址码的数量是主要矛盾。（2）用户地址码是由移动台产生的，主要用于上行（反向）信道中。（3）地址码结构：为了保证数量，因此选用：超长m=242-1序列为基础；在整个IS-95中超长m=242-1序列的结构是唯一不变的；不同移动台用户随机分配一个延迟初相，并再与该移动台电子序号ESN作掩码模二加形成不同相位的地址码；延迟相位初相与作掩码用的移动台ESN是一一相对应的。 上一页下一页-扩频码分多址的技术实现-用户地址码（续）（4）掩码有三大类型： 上行业务信道公用长码掩码

19、；接入信道掩码；专用长码保密算法掩码（上、下行）。（5）上行业务信道公用长码掩码格式如下： 41位 32位 31位置换前：ESN=（E31E30E29E2E1E0）；置换后：ESN=（E0E31E22E13E4E18E9）。置换目的在于置乱以防止连续ESN间大的相关性。 11 0 0 0 1 1 0 0 0 置换后的电子序号ESN 上一页下一页-扩频码分多址的技术实现-用户地址码（续）（6）接入信道的掩码格式如下： 41位 33 32 28 27 25 24 9 8 0 ACN为接入信道号（28至32号）；PCN为该移动台目前所属寻呼信道号（25至27号）；BASE-ID为目前基站的识别码（9

20、至24号）；PILOT-PN为前向（下行）CDMA信道的导频偏置（0至8号）。 （7）超长码m=242-1序列发生器结构如图3.7所示。图3.7 超长码m=242-1序列发生器结构 11 0 0 0 1 1 1 ACN PCN BASEID PILOTPN 上一页下一页-扩频码分多址的技术实现-用户地址码（续）（8）特点：用超长码的64位局部自相关特性代替64位伪码PN序列的自相关、互相关特性。 （9）上述超长码的生成多项式为：F（x）=x42+x35+x33+x31+x27+x26+x25+x22+x21+x19+x18+x17+x16+x10+x7+ x6+x5+x3+x2+x+1且在整个

21、IS-95系统中，上述多项式是唯一的。（10）下行中，将m=242-1序列速率为12288 Mbit/s作64分频后，再对块交织后的信息码流进行扰码。由m序列性质，分频后m序列与原m序列等价。 上一页下一页-扩频码分多址的技术实现-信道地址码（1）同步时，采用完全正交的64位Walsh码，它由基站产生并在下行中实现。（2）基站64个信道分配如下：1个导频信道，采用全0的W0；1个同步信道，采用0，1相间的W32；7个寻呼信道，采用W1至W7；55个业务信道，采用W8至W31，W33至W63。 上一页下一页（3）为了进一步克服变参信道传输中由于同步的微小偏移可带来对Walsh码互相关特性的迅速恶

22、化的影响，下行链路在walsh扩频后，再加基站掩码，它等效于采用Walsh-PN复合码扩频；并可大大改善同步对互相关性能恶化的影响。 上一页下一页-扩频码分多址的技术实现-信道地址码（1）目的是为了尽量减少基站间多用户的干扰，它由基站中产生，并在下行（正向）信道中实现。（2）利用m=215-1，并补充一个0构成15位全0码，形成周期为215的PN序列，并分别使用零偏置的I路Q路正交导频PN序列。 （3）基站地址码的特征多项式为：同相（I）序列：FI（x）=x15+x13+x9+x8+x7+x5+1正交（Q）序列：FQ（x）=x15+x12+x11+x10+x6+x5+x4+x3+1 上一页下一

23、页-扩频码分多址的技术实现-基地地址码（4）为了有效防止多径干扰，每个基站间至少相差64位，因此共计可产生基站： n=215/64=32768/64=512个。当多于512个基站时，可以再用频分进行复组合（另外的1.25MHz频段）或使用导频相位规划。（5）零偏置具体定义如下：上一页下一页-扩频码分多址的技术实现-基地地址码-采用多种手段提高可靠性（抗干扰性）- CDMA信道中的主要类型白噪声多径干扰多址干扰克服干扰的主要手段 抵抗白噪声干扰 抗多径干扰 抗多址干扰与“远近”效应 上一页下一页白噪声： 主要来自设备的无源与有源器件的高斯（正态）白噪声干扰。多径干扰： 由于传播的开放性与地理环境

24、的复杂性而引起的多条路径间干扰所形成的噪声干扰。上一页下一页多址干扰在CDMA中特别突出，其原因是由于在CDMA中小区内、外共同使用同一时隙、同一频段；且由于用户地址码正交性（互相关特性）不理想而带来的多用户干扰。其强度分配约为：本小区约占60%小区外第一相临层：66%=36%第二层的外约占4% 上一页下一页抵抗白噪声干扰 采用直扩码分（DS-CDMA）通信体制；采用抗干扰性强调制、解调方式：QPSK（OQPSK）采用抗干扰（白噪声）性强的信道编译码，比如采用（2,1,8）、（3,1,8） 卷积码以及相应的Viterhi译码。 克服干扰的主要手段上一页下一页抗多径干扰利用精确功控技术抗阴影效应

25、带来的对数正态分布的慢衰落；利用基站的空间分集抗空间选择性（即平滑瑞利）快衰落；利用RAKE接收机实现扩频码分宽带系统的带内分集，抗频率选择性快衰落；利用信道交织编码，将时域上长突发性深衰落交织为独立差错或短突发性差错，再利用纠错码加以纠正，以实现抗时间选择性衰落。 上一页下一页克服干扰的主要手段抗多址干扰与“远近”效应在移动通信中，由于用户的随机移动，动态用户与基站间距离随机可变，往往会出现离基站近的用户的强信号压制离基站远的用户弱信号的现象，又称这类以强压弱的现象为“远近”效应。克服多址干扰与“远近”效应的方法有：在同一小区内，下行同步码分选用理想互相关的正交码组，上行异步码分，选用在正交

26、性上坚韧性好的正交码组。码型选定后，主要靠精确的功率控制技术。另外，智能天线与多用户检测技术能进一步抗多址干扰与“远近”效应。 上一页下一页克服干扰的主要手段图3.8 采用多种手段提高可靠性（抗干扰性）上一页下一页-利用基站的GPS实现下行同步码分- 采用GPS实现各基站间的同步，每个基站配套一部GPS接收机采用GPS实现下行（基移）同步码分利用导频信道，传送导频，以保证载波相位同步，实现相干检测。利用同步信道，传送同步信号，以实现各码组间的同步。 由于车载台，手持机体积有限，无法附加一套GPS接收机，因而上行信道无法实现同步码分，故上行为异步码分。上一页下一页-增加系统容量的主要手段- 容量

27、即有效性是通信系统的数量指标，遗憾的是容量计算非常复杂，这里仅从一些基本概念出发来探讨： 压缩信源码率提高有效性 小区用户容量Ks 功控误差对小区容量的影响 上一页下一页采用高质量低码率的话音混合编码技术：在IS-95中采用二种速率话音编码8kb/s与13kb/s它比通常64kb/s PCM，速率分别压缩了K1=64/8=8（倍）、K2=64/135（倍）采用话音激活技术：利用约占3/8的空隙，引入系统增益约为G=2.67dB 压缩信源码率提高有效性上一页下一页用Ks来表示采用IS-95后小区中等能量用户的总数。下面引用Viterbi本人分析思路与结果。 （1）IS-95是一个信噪比受限系统，

28、且上、下行容量不相等，上行是瓶颈；系统背景噪声为白噪声且可忽略；具有理想功率控制（即所有移动台到达基站时功率是一样的）；所有多径干扰、多用户干扰化为等效宽带白噪声。小区用户容量Ks上一页下一页（2）Ks初步定量分析这时，每个用户解调器中干扰功率为N则有：N=（Ks-1）Ps其中Ps为每用户信号功率而：N/F=N0为噪声密度（单位频带内） Ps/R=Eb为每比特信号能量，而R为信息速率则有： Ks-1=N/Ps=N0F/REb=（F/R）/（Eb/Nb）即 Ks（F/R）/（Eb/N0）=（F/B）/（Eb/N0）=G/（Eb/N0）其中B为信息码元带宽，F为扩频码元带宽。 上一页下一页（3）结

29、论与分析由以上分析得：KsG （扩频处理增益），即增大带宽增大扩频比，可以提高小区容量；Ks （信噪比门限值）即改善系统抗干扰性能，降低信噪比门限值，也可以提高小区容量，同时这一结论也指出IS-95实质上是一个信噪比受限系统。 上一页下一页（1）前面分析中认为功控特性理想即每个用户信号功率Ps相等；（2）现可设若有一个用户信号功率为其它用户平均功率的（1+n）倍；（3）这时，修改后的方程为 N=（Ks-1）Ps+nPs Ks=N/Ps+1-n可见随着n的增大，Ks将同步下降（4）进一步计算机仿真指出，信号功率1dB起伏，将使小区容量损失2.3dB。 功控误差对小区容量的影响上一页下一页3.2

30、IS-95中的RAKE接收技术 基本原理IS-95中基站RAKE接收机实现方框图（基带）上一页下一页3.2.1 基本原理传播的多径效应有效利用时延功率谱Rake接收用信号矢量的直观表示 上一页下一页-传播的多径效应- 引入接收信号时延功率谱的扩散它有两种类型： 连续时延功率谱：繁华市区、密集建筑物反射引起。图3.9 连续型时延功率谱离散型时延功率谱：非繁华区建筑物较分散时。图3.10 离散型时延功率谱上一页下一页-有效利用时延功率谱- 利用宽带信号扩频技术的相关理论将集中或分散的时延功率谱的扩散分量集中起来加以利用。图3.11 有效利用时延功率谱上一页下一页-Rake接收用信号矢量的直观表示-

31、 从信号矢量图上可形象表示为： （1）无RAKE接收图3.12 多径信号的矢量合成图上一页下一页-Rake接收用信号矢量的直观表示- （2）有RAKE接收图3.13 利用Rake接收（相干检测）后合成矢量图 上一页下一页图3.14 IS-95中基站RAKE接收机实现方框图3.2.2 IS-95中基站RAKE接收机实现方框图（基带）上一页下一页伪码（PN）解扩采用复相关解调 反向（上行）链路是非相干解调，它通过平方相加处理，必须有PNI与PNQ分量；本地载波PN码必须产生PNI与PNQ分量；复相关过程实现电路如下： 图3.15 数据解调器框图采用长短码一次性解扩上一页下一页-累加器-累加器采用4

32、位累加器反向信道中一个WALSH码片（CHIP）包含四个PN码的码片；它将相继4个PN码的码片进行累加；输入是四位1.2288Mbps码流；输出是307.2Kbps码流； 上一页下一页-64进制WALSH函数解调器- 解调器是将64个数据与64阶WALSH符号分别作相关； 上述相关过程用类似与FFT的蝶形块速算法即快速哈达变换取代（FHT） 以八阶FHT为例 ：图3.16 8阶FHT流程图上一页下一页-64进制WALSH函数解调器-（续）其中每个蝶形运算为： 图3.17 蝶形运算本系统中进行64阶FHT运算则有：4log264=384次加减运算代替了原来多次相乘、相加过程。从而大大简化运算过程

33、。上一页下一页-路径分集合并- 路径合并过程即为多径分集合并过程； 将4个路径的符号能量对应相加；合并按最大比合并（最佳）即： 其中 为噪声功率， 为 支路信号强度。 实现框图如下： 图 3.18 分集路径合并原理框图 上一页下一页3.3 IS-95中的功率控制 IS-95中功率控制的必要性与功控方案IS-95中功率控制的必要性 IS-95中功率控制方案 前向（下行）功率控制 反向（上行）功率控制 开环功率控制粗估闭环功率控制反向功控（QUALCOMM公司的具体实现方案）闭环功控调节步骤反向功率控制比特的传输 上一页下一页3.3.1 IS-95中功率控制的必要性与功控方案必要性IS-95是一类

34、采用码分多址CDMA实现移动通信的系统。IS-95从实验室走向商用化，主要归功于功率控制技术，它可以抵抗和减少IS-95中多种类型干扰，提高IS-95中的系统容量。上一页下一页IS-95中功率控制的必要性 具体表现在：功率控制可以有效的克服由于电波传播的“阴影”效应而产生的慢衰落。功率控制可以有效的克服由于用户随机移动性引起的“远近”效应和“角落”效应。它是减少多址干扰的主要手段之一，这类多址干扰在码分多址CDMA中尤为严重。这是由于同时通信的各用户共用同一频段和同一时隙而引起的。由于CDMA是信噪比受限系统，降低干扰可以增加信噪比，提高小区内的用户容量。 上一页下一页IS-95中功率控制方案

35、 （1）前向功率控制IS-95中前向（下行）链路优于反向（上行）链路，即前向同步码分优于反向异步码分；前向功控在系统中是非重点，它可以采用较简单的慢速率闭环功控方案。 上一页下一页（2）反向（上行）功率控制反向功控是IS-95系统中功控的重点；反向功控由粗控、精控与外环控制三部分组成；粗控：由移动台完成的开环功率控制实现粗控功能；精控：由移动台与基站相配合共同完成闭环功率修正的精控过程。采用精控是由于在IS-95中采用频率双向双工的FDD体制；这时前向、反向传输频段相差45MHz，远远大于相关带宽，因而前、反向的衰落是独立的，仅仅采用单向的开环是实现不了精确功率控制的。外环控制：确定闭环精控中

36、的门限阈值。 上一页下一页IS-95中功率控制方案 3.3.2 前向（下行）功率控制功控依据（即误差源的提取）：各移动台的误帧率。功控方式：慢速闭环功率控制调节步长：一般为0.5dB（12%），当负荷接近容量时，步长降为6%。调节范围：46dB。功控信息执行信道上行通过反向业务信道的“功率测量报告信息”段进行。下行起始功控指令是通过寻呼信道上“系统参数信息”段或前向（下行）业务信道上的“功控参数信息”段传递。 上一页下一页-前向（下行）功率控制（续） -功控调节算法具体算法在IS-95中无明确定义，而高通（QUAICOMM）公司有专利。前向总功率分配如下：导频信道占20%；同步信道占3%；每个

37、寻呼信道占6%；剩下来的功率分配给各业务信道。为了克服“角落”效应，基站必须控制发射给每个不同用户的功率，称它为前向功控。 上一页下一页-前向（下行）功率控制（续） -功控调节算法（续）基站根据接入到的各移动台的误帧率，控制给各移动台的发射功率，即根据各移动台的误帧率与一个给定的阈值进行比较以决定是增加还是减小各个对应前向信道的功率。除了按照一定周期接收的误帧率以外，各移动台当接收到的坏帧数超过一定阈值时，也会自动向基站汇报，经基站判断后，亦可决定是增加还是减少其前向功率。 上一页下一页3.3.3 反向（上行）功率控制开环功率控制粗估闭环功率控制反向功控（QUALCOMM公司的具体实现方案）闭

38、环功控调节步骤反向功率控制比特的传输 上一页下一页开环功率控制粗估 各移动台测量其总接收功率（未解调前）并对发射电平作粗略估计。为了补偿传播中产生的“阴影”效应、“远近”效应，需要有较大的动态变化范围：32dB。这一过程完全由移动台独立完成。具体实现是由移动台按照在一定含义下计算平均输出功率，发射开环探测序列，并以一定功率递增值（步长0.5dB）增加发射功率，一直到接收到一个响应时才停止。 上一页下一页闭环功率控制 必要性：IS-95中前向、反向双工频率间隔为45MHz，它远远大于信号的相关带宽，使前向与反向衰落特性不相关，这使开环粗控根本无法完成精控的任务。 在IS-95中仅定义了以下两点：

39、 控制比特的含义：“0”表示增加，“1”表示减少；控制比特率：1bit/1.25ms=800bit/s，然而 1.25ms = 闭环功率控制范围：24dB。 上一页下一页反向功控（QUALCOMM公司的具体实现方案） QUALCOMM公司的功控方案原理如图3.19所示：图3.19 QUALCOMM功控方案原理框图 上一页下一页闭环功控调节步骤 （1）基站测量移动台发射信号功率P1 在伪码（PN码）解扩和快速哈达码变换以后进行；功率值按照一个功率控制组1.25ms进行平均；对每个接收到的Walsh符号作功率测量，取64个解调值中的最大值，然后将每个功控组中6个Walsh符号的最大值相加并取其平均

40、。（2）哈达码变换器另一端送至用户数据译码器，产生用户数据与译码差错度量值。 上一页下一页闭环功控调节步骤（续）（3）速率判定根据用户数据与译码差错确定移动台的发送速率。（4）根据判定的帧速率由外环功控处理器计算预定接收功率的P0值。 （5）比较P0与P1值： 若P1P0，发出减小指令“1”；若P1P0，发出增加指令“0”。 上一页下一页（6）再将功率调整指令插入到经过扰码后的前向业务数据中。（7）移动台接收前向业务数据，并从中提取功率调整指令。（8）根据功率调整指令，调整其发射功率。（9）反向功率控制比特要产生两个功率控制组的时延。 上一页下一页闭环功控调节步骤（续）反向功率控制比特的传输

41、反向功控比特传输的原理示意图如图3.20所示： 图3.20 反向功控比特传输示意图 上一页下一页下一页-反向功率控制比特的传输（续） 假设基站通过反向信道第5个功控组测得移动台的信号强度。基站利用插入技术在相应的前向业务信道中插入功率控制的800bit/s信息。若计入传输与处理时延，功率控制比特要滞后2.5ms以上。上一页下一页-反向功率控制比特的传输（续）功率控制比特的插入位置有16种可能的选择，其中每个位置对应一个功率控制组1.25ms中的24个调制比特（023）中的前16位（015）中的某一个位置开始。 上述原理图中，对应关系如下： 20位 21位 22位 23位 （20） （21） （

42、22） （23） 1 1 0 1 用十进制表示为：1+2+0+8=11它表示功控比特起始位置为下一个功控组中的第11比特开始，占两个比特。每个功控比特要替换前向业务信道中扰码后的两位连续已调信号比特（不加密），其中有一半使原信息比特产生错误，其误码率为1/1600。上一页下一页3.4 IS-95中的切换技术 概述 切换方案分类 IS-95中切换的特点 IS-95中切换类型 IS-95中切换的具体实现上一页下一页3.4.1 概述必要性性能指标引起切换的主要因素切换准则 上一页下一页-必要性- 蜂窝小区组网是增加移动业务需求的有效措施。切换可以在下列区间实现：小区内的扇区之间；蜂窝小区之间；不同频

43、率的小区群之间；“无缝隙”通信必要手段和关键技术。 上一页下一页-性能指标- 话音质量；切换次数：通话期内发生切换的次数；切换时延：由于切换引入的时延；切换阻塞概率“切换请示被阻塞的概率；切换掉话概率切换失败，造成通话中断的概率；测试表明，无线信道90%掉话是由于切换引起的； 上一页下一页-性能指标-续呼叫阻塞概率小区内新呼叫被阻塞的概率；不必要切换概率 当信道仍能满足通信质量要求时，发生切换的概率；上述指标间很多是相互约束的，不可能同时达到最小。实际上只能选取其合理的折中值。 上一页下一页-引起切换的主要因素 -移动台位于小区边界，信号强度恶化到门限值以下；移动台在小区中进入阴影区，信号强度

44、恶化到门限值以下；移动交换中心MSC发现在某些小区中业务用户过于拥挤，而另一些相邻小区比较空闲，为了平衡业务量；显然前两者，切换由移动台发起，后者，切换是由MSC发起。 上一页下一页-切换准则- 接收信号强度指示（RSSI）； 载波信号、干扰比（C/I）；误码率（BER、Pe）； 上一页下一页3.4.2 切换方案分类 主要可划分为三大类型：网络控制切换移动台控制切换 由移动台与网络共同控制切换 上一页下一页-网络控制切换- 主要用于模拟式第一代移动通信：AMPS、TACS、NMT等；移动台完全处于被动；由基站检测移动台线路质量（RSSI）当接收信号低于门限值时，向MSC发出切换请求；MSC指令

45、周围基站检测该移动台并将测量结果汇总至MSC； 上一页下一页-网络控制切换-（续）由MSC根据汇总结果，选择被切换基站；只允许在小区间切换，每次切换需要数秒钟主要缺点：相邻小区基站对移动台监测不是连续的经常进行，影响检测精度；为减轻网络信令负担，监测结果亦不能连续发送，影响切换性能。 上一页下一页-移动台控制切换- 欧洲DECT系统采用本方案；切换过程控制更为分散；移动台于基站均参加监测接收信号强度（RSSI）和通信质量（BER）；切换最终判断移动台完成；它既允许小区间，也允许小区内切换；每次切换时间大约为100ms。 上一页下一页-由移动台与网络共同控制切换- 网络为主、移动台为辅；第二代的

46、GSM与IS-95采用本方案：GSM中切换控制比较分散；IS-95的软切换中，导频信号强度测量、比较均由移动台完成，最后决策由MSC完成并由基站下达切换指示；移动台、基站均参与测量、接收RSSI与BER；既允许小区内也允许小区间切换；每次切换时间大约1秒钟。上一页下一页-由移动台与网络共同控制切换（续）- 图 3.21 IS-95中切换管理权限示意图上一页下一页3.4.3 IS-95中切换的特点 模拟的FDMA切换、数字式TDMA切换是在不同频率之间进行；上述两类切换均可概括为“先断后切”二状态硬切换；图3.22 “先断后切”示意图缺点：出现暂时中断，并可能出现“乒乓”效应。上一页下一页3.4

47、.3 IS-95中切换的特点（续）IS-95中，一般切换是在不同地址码（扇区基站）间进行的。利用RAKE接收机，每个移动台可同时对两个以上基站保持通信；这类切换可概括为“先切后断”三状态无缝隙通信，极大的改善了切换性能。图3.23 “先切后断”示意图上一页下一页3.4.4 IS-95中切换类型 IS-95中切换可划分为四种类型： 同一小区间，不同扇区间的更软切换 不同小区间的软切换 不同BSC的小区间硬切换 双模拟体制间的硬切换 上一页下一页-同一小区间，不同扇区间的更软切换- 在同一BSC控制区，同一个BTS内的不同扇区间的切换；具有同一载波频率，不同扇区地址码；具有多状态切换如图3.24

48、（先切后断）。图3.24 扇区间切换示意图上一页下一页-不同小区间的软切换- 在同一个BSC控制下的各个BTS之间的切换具有同一载波频率，不同基站地址码三状态无缝隙切换（先切后断）图3.25 三状态无缝隙切换示意图上一页下一页-不同BSC的小区间硬切换- 在两个不同BSC或同一BSC不同载波频率的BTS间切换；具有不同载波频率；二状态有中断的硬切换。图3.26 二状态有中断的硬切换示意图先断后切，出现中断上一页下一页-双模拟体制间的硬切换- CDMAAMPS（或TACS）之间不同体制间的切换；具有同一频段但载波不一样；二状态先断后切硬切换；出现中断；出现在两个不同的MSC之间。 上一页下一页3

49、.4.5 IS-95中切换的具体实现 实现切换的准则：导频信号强度，它被定义为导频信号能量与总信号能量的比值；可区分导频的数量 频率不相同的小区群数；它等于整个码分体制可能使用的频段被系统带宽1.25MHz相除，所得之商。在同一小区群内，频率相同但相位偏移不同，它共有：215/64=32768/64=512个，供不同扇区或基站使用。IS-95是以网络为主、移动台为辅的切换 上一页下一页3.4.5 IS-95中切换的具体实现（续）将具有相同频率，不同相位偏移量的不同基站（或扇区）构成一个导频组集合，它可划分为以下四种类型：运行导频集合，移动台正常运行的基站导频集合；侯选导频集合：目前不在运行导频

50、集内，但已有足够导频强度的基站所对应的导频；相邻导频集合：不在上述两类集合中，但能作为切换侯选基站所对应的导频；剩余导频集合：不包含在上述三类集合中，系统所剩下其它基站的导频；移动台针对上述四类导频集合，规定了相应的搜索窗口，即伪码相位的偏移范围。 上一页下一页3.4.5 IS-95中切换的具体实现（续）导频强度变化与软切换过程 每个MS通过RAKE接收机，允许同时与两个以上小区保持通信；它接收到导频强度变化如下列图形所示：图3.27 导频强度变化示意图上一页下一页导频强度变化与软切换过程 移动台除与基站A建立通信外还同时监测相邻小区，基站B与C的导频信号强度变化；当t=t1时，基站B导频强度

51、超过检测门限值T-ADD，它立即通知MS由MSC指令基站B与MS建立通信；tt1，MS同时与基站A，B建立通信，构成软切换区内二重多经分集。当t=t2时，基站A导频信号强度低于导频丢掉的限值T-DROP，并经过一个由信号富裕量引入的时间富裕量T后，即t=t3时完成切换。 3.4.5 IS-95中切换的具体实现（续）上一页下一页3.4.5 IS-95中切换的具体实现（续）IS-95的切换过程IS-95的切换过程实际上就是导频集合的不断更新的过程。它可以用下列图形表示：图3.28 导频集合的更新过程示意图上一页下一页IS-95的切换过程本图形具体解释如下：当t=t1，导频强度超过T-ADD，MS向

52、BTS发送导频强度测量信息，并将其导频由相邻集转入候选集t=t2，BTS发送切换命令信息；t=t3，MS将导频转入运行集合，并发送切换完成信息；t=t4，导频强度下降至T-DROP以下，MS启动切换终止计时器；t=t5，终止计量器到时，MS发送导频强度测量信息；t=t6，BTS发送切换命令；t=t7，MS将导频转入相邻集，发送切换完成。 3.4.5 IS-95中切换的具体实现（续）上一页下一页3.5 IS-95的网络结构 功能实体空中（UM）接口（IS-95A） 上一页下一页3.5.1 功能实体图3.29 IS-95的网络结构图 上一页下一页3.5.1 功能实体-（续）移动台（MS）用户端接入

53、无线信道的设备，含车载台与手机。基站（BS）设于某一地点、服务于一个或几个蜂窝小区全部无线设备的总称。含BTS和BSC。移动交换中心（MSC）对位于它所服务的区域中的移动台进行控制、交换的功能实体，也是与其它MSC、公用交换网间传送用户话务的自动接续设备。 上一页下一页-功能实体-（续）归属位置寄存器（HLR）为记录而指定用户身份给它的一种位置登记器。登记内容为用户信息、服务项目信息、当前位置批准有效时间段等。HLR可以与MSC合设，也可以分设，合设时C接口变为内部接口。拜访位置寄存器（VLR）它是MSC作为检索信息用的位置登记器，比如处理发、收一个拜访用户的呼叫信息。VLR可以与MSC合设也

54、可以分设，合设时B接口变为内部接口。 上一页下一页-功能实体-（续）设备识别寄存器（EIR）用于记录用户设备身份的寄存器，EIR可与MSC合设也可分设，合设时F接口为内部接口，建网初期可暂不设置EIR。鉴权中心（AC）是一个管理与移协台相关的监权信息的功能实体，它可以与HLR合设，也可以分设，合设时H接口为内部接口。消息中心（MC）存贮和转送短消息的实体。上一页下一页-功能实体-（续）短消息实体（SME）合成和分解短消息的实体，它可以位于MSC、HLR或MS内。 A接口：BS与MSC之间接口，简记为BS/MSCEIA/TIA IS-634（MOTOROLA）ULTRA （AT&T）QA （Qu

55、alCOMM）B接口：MSC/VLR一般为内部接口。C/D接口：MSC/HLR、HLR/VLR、EIA/TIA IS-41C 上一页下一页-功能实体-（续）Ai接口：MSC/PSTN，优先选用NO.7信令Di接口：MSC/ISDN，有待进一步研究E/G接口：MSC/MSC、VLR/VLR、EIA/TIA IS-41CF接口：MSC/EIR，待定 H接口：HLR/AC，待定P接口：MSC/MCM接口：MC/MC、MC/SEN、SEM/SEM、EIA/TIA IS-41CN接口：HLR/MC、EIA/TIA IS-41CEIA/TIA IS-41C 上一页下一页3.5.2 空中（Um）接口（IS-

56、95A）CDMA空中接口层结构如图3.30。图3.30 协议分层图 上一页下一页3.5.2 空中（Um）接口（IS-95A） （续）第一层：数字无线信道的物理层完成传输的相关功能。基带调制、解调；信源、信道编码、译码；组帧、拆帧；射频调制、解调； 复用子层介于第一、二层之间允许用户数据与信令共享数字无线信道 上一页下一页空中（Um）接口（IS-95A）-（续）第二层：本层协议目标是在基站与移动台间可靠传输第三层信令协议。消息重发；各种信道统计；复制检测。第三层：本层协议是关于呼叫处理与控制。呼叫建立；切换；功率控制；移动台锁定 。上一页下一页第4章 第三代（3G）移动通信系统IMT-2000简

57、介 蜂窝式移动通信的发展过程 第三代移动通信无线接口规范 2G向3G过渡 cdma 2000系统简介 WCDMA系统简介 3G物理层主要关键技术简介第三代（3G）移动通信（IMT-2000）的网络 上一页下一页4.1 蜂窝式移动通信的发展过程IMT-2000的由来IMT-2000目标与基本要求 跨区标准化组织3GPP与3GPP2第三代（3G）使用的频段十种IMT-2000无线传输（地面）技术方案业务目标 上一页下一页图4.1 蜂窝式移动通信的发展过程上一页下一页-IMT-2000的由来- 1985年提出FPLMTS即Future Public Land Mobile Telecommunica

58、tions System，1996年正式更名为IMT-2000。IMT-2000即International Mobile Telecommunications工作在2000MHz频段；在2000年左右商用； 1992年世界无线电大会在2GHz频段上分配了230MHz频段给当时FPLMTS和卫星业务即 1885 2025MHz和2110 2200MHz；其中：1980 2010MHz和2170 2200MHz仅供卫星使用。上一页下一页-IMT-2000目标与基本要求- 全球同一频段、统一标准、无缝隙覆盖、全球漫游提供多媒体业务；车速环境：144Kb/s；步行环境：384Kb/s；室内环境：2M

59、b/s；高服务质量；高频谱利用效率；易于从第二代过渡、演变；袖珍手机，价格低；高保密性能。 上一页下一页-跨区标准化组织第三代伙伴计划3GPP与3GPP2- 3GPP由欧洲ETSI，日本ARIB、TTC，韩国TTA和美国TI组成；宗旨是制定以GSM为核心网，UTRA（Universal Terrestrial Radio Access）为无线接口的标准，于1998年12月正式成立；3GPP2由美国ANSI（TIA），日本ARIB、TTC，韩国TTA等组成；宗旨是制定以ANSI/IS-41为核心网cdma2000、UMC-136为无线接口的标，于1999年1月正式成立； 上一页下一页-第三代使用

60、的频段-图4.2 核心频段上一页下一页-第三代使用的频段（续）-图4.3 WRC 2000频谱图上一页下一页-十种IMT-2000无线传输（地面）技术方案- 表4-1 十种IMT-2000无线传输（地面）技术方案 序号提交方案双工方式应用环境提交者1J：W-CDMAFDD.TDD所有环境日本：ABIB2ETSI-UTRA-UMTSFDD.TDD所有环境欧洲：ETSI3UMTSFDD所有环境美国：TIA4WIMS W-CDMAFDD所有环境美国：TIPI5WCDMA/NAFDD所有环境韩国：TTA6TD-SCDMAFDD所有环境中国：CATT7CDMA2000FDD.TDD所有环境美国：TIA8