模拟电子技术基础第4章课件

1、4.1 概述4.2 集成运放运算电路4.3 模拟乘法器及其应用4.4 有源滤波器（Active filter） 4.5 集成运算放大器的非线性应用4.6 集成运放使用常识与应用示例 第四章 集成运算放大器的应用 4.1 概述4.1.1 运算放大器非理想特性和主要参数集成运放开环情况下的传输特性如图4.1.1所示， 图4.1.1 集成运放传输特性它分为两个工作区:一是饱和区（称为非线性区）,放由双电源供电时输出饱和值不是Uom 就是Uom ;二是放大区（又称线性区）,曲线的斜率为电压放大倍数,理想运放Aod，在放大区的曲线与纵坐标重合。但实际情况如图中虚线所示。 集成运放主要参数就是它的非理想特

2、性的客观反映。1、开环差模电压增益Aod 集成运放的开环差模电压增益(Open-Loop differential voltage gain)是指集成运放工作在线性区，接人规定负载而无负反馈情况下的直流差模电压增益。 Aod与输出电压U0的大小有关，通常是在规定的输出电压幅值时（如U0 =+10V）测得的值。通常用分贝数dB表示，则为 一般情况希望Aod越大越好， Aod越大，构成的电路性能越稳定，运算精度越高。 Aod一般可达100dB,最高可达140dB以上。 如果集成运放差动输入级非常对称，当输入电压为零时，输出电压也应为零（不加调零装置）。但实际上它的差动输入级很难达到对称，通常在室温

3、25下，为了使输入电压为零时输出电压为零，在输入端加的补偿电压叫做输入失调电压UIO。UIO的大小反映了运放输入级电路的不对称程度。UIO越小越好，一般为（110）mV。2、输入失调电压UIO及其温漂 dUIO/dT 另外，输入失调电压的大小还随温度，电源电压的变化而变化。通常输入失调电压UIO对温度的变化率称之为输入电压的温度漂移（简称输入失调电压温漂）用 dUIO/dT表示,一般为(1020)V/. 注意：dUIO/dT不能用外接调零装置来补偿，在要求温漂低的场合，要选用低温漂的运放。3、输入失调电流IIO及其温漂dIIO/dT 在常温下，输入信号为零时，放大器的两个输入端的基极静态电流之

4、差称之为输入失调电流IIO，有IIO=IB1IB2，它反应了输入级两管输入电流的不对称情况，IIO越小越好，一般为1nA0.1A。4、输入偏置电流IIB 输入偏置电流(Input bias current)是指集成运放输出电压为零时，两个输入端偏置电流的平均值，即IIB=（IB1+IB2）/2，IIB越小越好，一般为10nA10A。 IIO随温度的变化而变化，IIO随温度的变化率称之为输入失调电流温漂，用d IIO /dT表示，单位为nA/。5、开环差模输入电阻Rid 差模输入电阻是指集成运放的两个输入端之间的动态电阻。它反映输入端向差动信号源索取电流的能力。其值越大越好，一般为几兆欧姆。MO

5、S集成运放Rid 高达106M以上。6、开环差模输出电阻Rod 集成运放开环时，从输出端看进去的等效电阻，称之为输出电阻。它反映集成 运放输出时的负载能力 ，其值越小越好。一般Rod小于几十欧姆。7、共模抑制比KCMR 共模抑制比为开环差模电压增益Aod与共模电压增益Aoc之比的绝对值：KCMR=Aud/Auc，它表示集成运放对共模信号抑制能力，其值越大越好，一般KCMR为60130dB之间。 8、最大差模和共模输入电压Uidmax,、Uicmax Uidmax是指集成运放两个输入端所允许加的最大差模电压，超过此电压，将会使集成运放输入级某一侧三极管发射结反向击穿。 Uicmax是指集成运放两

6、个输入端所允许加的共模最大电压，超过此电压，集成运放的共模抑制比将明显下降。9、最大输出电压Uom 在给定负载上，最大不失真输出电压的峰峰值称为最大输出电压。 10、转换速率SR(Slew rate) SR是指集成运放在闭环状态下，输入大信号时输出电压随时间的最大变化率，SR越大越好。 11、小信号频率参数 集成运放(741)工作于小信号状态幅频特性如图4.1.2所示。 图中Aod(dB)为直流差模增益，fH为上限频率。（1）开环带宽BW BW为运放开环差模电压增益值比直流增益下降了3dB所对应的信号频率。 例如：741的fH =7Hz 图4.1.2 集成运放(741)幅频特性 BWfH（2）

7、单位增益带宽BWG BWG为运放开环电压增益频率特性曲线上其增益下降到Aod=1(Aod为0dB)时的频率。 集成运放闭环应用时，BWG就是反馈放大电路的增益带宽积。741运放Aod=2105时，fT=21057HZ=1.4MHZ。4.1.2 典型的双运放、四运放简介 双运放F353引脚排列图如图4.1.3所示，该器件是一种高速JFET输入运算放大器。 四运放LM324引脚排列图如图4.1.4所示。它是通用型单片高增益运算放大器，它既可以单电源使用，也可双电源使用。 图4.1.3 双运放F353 图4.1.4 四运放LM3244.1.3 集成运放理想化条件和线性应用条件 一、集成运放理想化条件

8、 满足理想化的集成运放应具有无限大的差模输入电阻，趋于零的输出电阻，无限大的差模电压增益和共模抑制比，无限大的频带宽度以及趋于零的失调和漂移。 在低频情况下的实际使用和分析集成运放电路时，可以近似地把它看成为理想集成运算放大器 (Ideal operational amplifier)。 二、集成运放线性应用条件及其特性 把集成运放接成负反馈组态（Negative freed back configration）是集成运放线性应用的必要条件。 理想集成运放线性应用时具有以下两个特性，即 1.虚短(Virtual short circuit)： u+=u- 2.虚断(Virtual open c

9、ircuit) ： i+=i-=0 4.2 集成运放运算电路 4.2.1 反相输入放大电路 反相输入放大电路(Inverting proportional circuit) 如图4.2.1所示。 图4.2.1 反相输入放大电路 图中，Rf为反馈电阻，构成电压并联负反馈组态；电阻RP称为直流平衡电阻 。 Ro=0 4.2.2 同相输入放大电路 同相输入放大电路如图4.2.2所示，输入信号ui经电阻R2送到同相输入端，Rf与R1使运放构成电压串联负反馈电路。 图4.2.2 同相输入放大电路 放大电路的输入电阻Ri放大电路的输出电阻Ro=0 图4.2.3 电压跟随器 4.2.3 差动输入(Diffe

10、rential input)放大电路 图4.2.5所示为差动输入放大电路，它的两个输入端都有信号输入。 ui1通过R1接至运放的反相输入端，ui2通过R2、R3分压后接至同相输入端，而uo通过Rf、R1反馈到反相输入端。 图4.2.5 差动输入放大电路 当取R1=R2和Rf=R3时,则上式为 例4.2.1 两运放组成的抗共模噪声电路如图4.2.6所示，求Auf。 图4.2.6 两运放抗共模噪声电路 解题分析： 在分析多个运放组成电路时，应把输入输出关系搞清楚，然后应用虚短、虚断概念和叠加定理求解。 本例中A1的输出为A2的输入。A1组成同相比例放大器，A2组成差动放大组态。 该电路具有很高的输

11、入电阻可达几十 兆欧。为提高抑制共模信号的能力，要求A1、A2具有较高的共模抑制比。 4.2.4 求和运算电路一、反相加法器 反相加法器如图4.2.7所示，两个输入信号ui1、ui2分别通过R1、R2接至反相输入端。Rf为反馈电阻，R3为直流平衡电阻。 图4.2.7 反相加法器 当取R1=R2=R时 当取R=Rf时 二、 同相加法器 同相加法器如图4.2.8所示，输入信号ui1、ui2都加到同相输入端，而反相输入端通过电阻R3接地。 图4.2.8 同相加法器 应用叠加定理进行分析 设ui1单独作用，ui2=0 设ui2单独作用，ui1=0 二者迭加得 若取：R1=R2 、R3=Rf ,则 4.

12、2.5 积分和微分电路 一、积分电路 积分运算(Integratial operation)电路如图4.2.10所示。输入信号ui通过电阻R接至反相输入端，电容C为反馈元件。 图4.2.10 积分电路 若C上起始电压为零，则 若C上起始电压不为零，则 图4.2.11 不同输入情况下的积分电路电压波形（a) 输入为阶跃信号 （b) 输入为方波 （c) 输入为正弦波 二、 微分电路 将图4.2.10中反相输入端的电阻R和反馈电容C位置互换，便构成基本微分运算电路（Differentiatial operation）,如图4.2.12所示。 图4.2.12 基本微分运算电路 4.3 模拟乘法器及其应

13、用 4.3.1模拟乘法器的基本特性、电路符号 模拟乘法器（Analog multiplier）与运算放大器组合，可实现除法、乘方、开方、倍频等各种运算电路，还可以实现检波、调制、解调以及构成各种函数发生器及锁相环电路等。图4.3.1 模拟乘法器的符号 uo=KuXuY ， K称为模拟乘法器的增益系数 模拟乘法器的电路符号如图4.3.1所示，通常有两个输入端uX和uY及一个输出端uo，其输出电压正比于两个输入电压之乘积。 *4.3.2 变跨导模拟乘法工作原理 变跨导模拟乘法器原理图如图4.3.2所示，V1、V2组成差动电路。图4.3.2 模拟乘法器原理图 图4.3.2所示差动电路具有乘法功能，它

14、的输出电压与输入电压ux、uy的乘积成正比，比例系数在室温下为常数 ux可正可负，而uy必须大于零，该电路才能正常工作，该电路属于二象限乘法器。 4.3.3、模拟乘法器的几种典型应用电路 一、除法电路 将乘法器放在反相放大器的反馈支路中便构成除法运算电路，如图4.3.3所示。 图4.3.3 除法运算电路 uz=KuXuY =Kui2uo 图4.3.3所示电路，只有当ui2为正极性时，才能保证集成运放处于负反馈工作状态，电路才能正常工作，而ui1可正、可负，故电路属二象限除法器。 二、平方运算 平方运算是模拟量的自乘运算，因此将输入信号ui同时加到乘法器的两个输入端即可完成平方运算，电路如图4.

15、3.4所示。其输出电压为 图4.3.4 平方运算电路 在实际使用时，可以利用平方运算实现倍频功能，若输入信号为正弦信号，即 ui =Umsint 则输出电压为 在输出端接入一个隔直电容将直流隔开，则可得到二倍频的余弦波输出电压，实现倍频作用。 三、开方运算 平方根运算电路如图4.3.5 所示，与图4.3.2所示的除法电路比较可知，它是上述除法电路的一个特例，如将除法电路中乘法器的两个输入端都接到运放的输出端，就组成了平方根运算电路。 图4.3.5 平方根运算电路 4.4 有源滤波器 4.4.1 滤波器的功能及其分类 滤波器是从输入信号中选出有用频率信号并使其顺利通过，而将无用的或干扰的频率信号

16、加以抑制的电路。 只用无源器件R、L、C 组成的滤波器称为无源滤波器,采用有源器件和R、C元件组成的滤波器称为有源滤波器。 同无源滤波器相比，有源滤波器具有一定的信号放大和带负载能力可很方便的改变其特性参数等优点； 此外，因其不使用电感和大电容元件，故体积小，重量轻。但是由于集成运放的带宽有限，因此有源滤波器的工作频率较低，一般在几千赫兹以下，而在频率较高的场所，采用LC无源滤波器或固态滤波器效果较好。 按照功能（或幅频特性）的不同，滤波器分为低通滤波器（Low-pass filter,简写LPF）、高通滤波器(High-pass filter简写HPF)、带通滤波器（Band-pass fi

17、lter简写BPF）和带阻滤波器（Band-elimination filter简写BEF）。其理想的幅频特性如图4.4.1所示。 图4.4.1 各种滤波器的理想幅频特性a)低通滤波器 b)高通滤波器 c)带通滤波器 d)带阻滤波器 4.4.2 一阶低通滤波器 一阶低通滤波器电路如图4.4.2所示，它是由运放和RC网络组成。由电路可得其频率特性 图4.4.2 一阶有源低通滤波器 特征频率：通带增益：当f=0时， 4.4.3 一阶低通滤波器的幅频特性 当f=f0时 当f=10f0时衰减斜率为-20dB/十倍频 4.4.3 一阶高通滤波器 把图4.4.2中的R、C的位置互换，则可以得到如图4.4.

18、4所示的一阶有源高通滤波器，同样可得到它的特征频率和通带电压放大倍数分别为： 图4.4.4 一阶高通滤波器 图4.4.5 一阶高通滤波器的幅频特性 4.4.4 二阶有源滤波器 一、二阶低通滤波器 一阶LPF电路虽然简单，但幅频特性衰减斜率仅为-20dB/十倍频，与理想的幅频特性相差甚远，故选择性较差，若在图4.4.2的基础上再增加一节RC低通网络，就构成了二阶LPF。图4.4.6为目前使用较多的是二阶压控电压源LPF，其中运放、R1、Rf组成电压控制的电压源，并因此而得名。 图4.4.6 二阶低通滤波器 图4.4.7 二阶低通滤波器的幅频特性 经推导，该电路的频率特性为： 式中，为通带增益 f

19、0为特征频率Q为品质因数，令 则电压放大倍数为 当Q=0.707时，幅频特性响应曲线较平坦。而当Q0.707时，高频端将出现升峰，一般这是我们不希望的。 二、二阶高通滤波器 将图4.4.6中的 R C 低通网络中的 R 与 C 对换，即组成图4.4.8a所示的二阶压控电压源高通滤波器。该电路的频率特性为 图4.4.8 二阶高通滤波器的幅频响应 其中 4.4.5 带通滤波器和带阻滤波器 若将低通滤波器和高通滤波器进行适当的组合，即可构成带通滤波器和带阻滤波器。 一、带通滤波器 带通滤波器可由高通和低通滤波器串联而成，两者同时覆盖的同一频段形成一个通频段，即构成带通滤波器。其原理框图和幅频特性如图

20、4.4.9所示。二阶压控电压源带通滤波器电路如图4.4.10所示。图中R1、C1组成低通网络，R2、C2组成高通网络，两者相串联就组成了带通滤波器。 图4.4.9 带通滤波器方框图和幅频特性 该电路的频率特性为 图4.4.10 二阶压控电压源BPF 由图中可以看出Q值越大，带宽 BW 越窄，选频特性越好。 二、带阻滤波器 带阻滤波器是用来抑制或衰减某一频段内的信号，而对此频段外的信号允许通过，故也称为陷波器。这种滤波器经常用于电子系统抗干扰。 带阻滤波器由低通和高通滤波器并联而成，两者对某一频段均不覆盖，形成带阻频段。其原理框图和理想幅频特性如图4.4.11所示。 图 4.4.11 带阻滤波器

21、原理框图与幅频特性 （a)原理框图 （b)幅频特性 图4.4.12所示为典型的双T 带阻滤波器。其低通和高通RC网络并联形成双T网络，与运放和电阻R1、Rf形成二阶压控电压源的BEF。 图4.4.12 双T二阶压控电压源BEF（a)电路图 （b)幅频特性 由图中可以看出Q值越大， BW越窄，选择性越好。 4.4.6 开关电容滤波器（SCF） 前面讨论的有源滤波器，由于通带截止频率一般都不高，因此要求RC大且精度高。在集成电路中制造大电容或大电阻需占用很大芯片面积，因此很难将整个RC有源滤波器实现集成化。 随着MOS制造工艺的发展，用开关电容取代电阻的开关电容滤波器已于1975年实现了单片集成化

22、。这种滤波器由MOS开关电容和MOS运放组成，由于制造容易、价廉和性能优越，因此发展很快。 自70年代以来，国内外已有大量的单片集成SCF问世。如美国的RETICON公司的SCBPF R5604、R5606；SCLPF R5609、SCHPF R6511，及可编程SCF5610等，MOTOROLA公司的MC14413-1-2和MC1414-1-2，清华大学研制的CF2932等，已经广泛用于PCM通信、语音信号处理等技术领域。 一、开关电容电路的基本原理 基本开关电容电路如图4.4.13所示，图中S1、S2是受时钟信号、 控制的由MOS管构成的模拟开关，它们在时钟控制下周期性的交替接通、断开。当

23、S1闭合时，电容C上所充电荷Q=CuI。当S2闭合，S1断开时，则有纯电荷Q=C（UIUO）向输出端传送。若采样时间为T，则一周期内流向输出端的平均电流为 图4.4.13 基本开关电容电路 于是，输入与输出之间的等效电阻为 即开关电容电路可以作为一个电阻对待，其大小由时钟周期和电容量决定。只要选择合适的T和C就能得到很高阻值的等效电阻。例如，C=0.5pF,T=4s,则Req=4M。 二、开关电容滤波器 从原理上讲用开关电容来取代有源滤波器中的电阻，就构成了开关电容滤波器。但实际的开关电容滤波器，大都是根据状态变量来设计的，其结构形式和设计方法都很复杂。 下面仅以一阶低通滤波器为例来说明利用开

24、关电容电路组成滤波器的方法。 由MOS开关电容电路所组成的一阶低通滤波器如图4.4.14所示。该电路的频率特性为 式中，R1、R2分别是两个MOS开关电容电路的等效电阻，其值分别为R1=T/C3、R2=T/C1，于是可得 图4.4.14 一阶开关电容滤波器 由此可见，滤波器的主要参数Aup、f0都由电容比来决定，而与电容的容量无关，因而在集成电路中可以做得十分准确。 4.5 集成运算放大器的非线性应用 4.5.1 集成运放非线性应用条件 集成运放有线性和非线性两种工作状态。在开环工作或加正反馈时，由于集成运放的放大倍数很高，输入信号即使很小，也足以使运放工作在非线性工作状态。集成运放处于非线性

25、工作时的电路统称为非线性应用电路。这种电路大量地被用于信号比较、信号转换和信号发生、以及自动控制系统和测试系统中。 为了简化分析，同集成运放的线性运用一样，仍然假设电路中的集成运放为理想元件。 集成运放开环工作状态电路如图4.5.1所示。 图4.5.1 集成运放开环工作状态电路 u+为同相输入电压，u为反相输入电压，uid为差动输入电压 uid=u+-u , uo=Aod(u+-u) 由于Aod,所以，当 uid=u+-u0 即 u+u 时，输出电压达到正向最大值,uo=+Uom，其值比正电源电压低12V； 当uid=u+-u 0即u+u 时，输出电压达到负向最大值,uo=-Uom，其值比负电

26、源电压高12V。 由于集成运放差模输入电阻很大，在非线性应用时，输入电流约为零，仍有“虚断”的特性。 4.5.2 电压比较器（Voltage comparator） 一、单值电压比较器 1单值电压比较器工作原理 开环工作的运算放大器是最基本的单值比较器，电路如图4.5.2a所示。 4.5.2 单值电压比较器及传输特性 a)电路图 b)传输特性 在电路中，输入信号ui与基准电压UREF进行比较。当uiUREF时，Uo=-Uom,在ui= UREF时，uo发生跳变。该电路理想传输特性如图4.5.2b所示。 如果以地电位为基准电压，即同相输入端通过电阻R接地，组成如图4.5.3a所示电路，就形成一个

27、过零比较器(Zero crossing comparator)，则 当ui0时， 则Uo=-Uom, 也就是说，每当输入信号过零点时，输出信号就发生跳变。 在过零比较器的反相输入端输入正弦波信号可以将正弦波转换成方波，波形图如图4.5.3b所示图4.5.3 过零比较器（a)电路图 （b)正弦波转换成方波波形图 2电压比较器的阈值电压(Threshold voltage) 由上述分析可知，电压比较器翻转的临界条件是运放的两个输入端电压u+=u，对于图4.5.2所示电路为ui与UREF比较，当ui=UREF时（即u+=u时）电路状态发生翻转。 我们把比较器输出电压发生跳变时所对应的输入电压值称为阈

28、值电压或门限电压Uth。图4.5.2所示电路的Uth=UREF, 过零比较器的Uth=0。 因为这种电路只有一个阈值电压，故称为单值电压比较器。 图4.5.3 过零比较器（a)电路图 （b)正弦波转换成方波波形图二、迟滞比较器(Regenerative comparator) 单限比较器有一缺点，如果输入信号在阈值电压附近发生抖动时或者受到干扰时，比较器的输出电压就会发生不应有的跳变，就会使后续电路发生误动作。为了提高比较器的抗干扰能力，人们研制了一种具有滞回特性的比较器，亦称迟滞比较器。迟滞比较器电路如图4.5.4a所示。 图4.5.4 迟滞比较器 （a) 电路 （b)传输特性 图中输入信号

29、通过平衡电阻R接到反相端，基准电压UREF通过R1接到同相输入端，同时输出电压uo通过R2接到同相输入端，构成正反馈。 由图4.5.4可知，i-=0，电阻R上的压降为零，即u-=ui，而同时u+受UREF和uo的影响，当uo=+Uom时，由叠加定理可求得 此时ui=u-，输出电压将保持-Uom值，但当ui减少，使u-时，uo将再次由-Uom跳变到+Uom。其传输特性曲线如图4.5.4b所示。 由以上分析可知迟滞比较器有两个不同的门限电压，我们把称为上限门限电压，用Uth1表示；把称为下限门限电压，用Uth2表示，它们的差值称为门限宽度又称回差电压或迟滞宽度（Hystersis voltage）

30、，用Uth表示，即Uth =Uth2-Uth1。 此时，ui=u10MHZ）和较高的转换速率（一般要求SR30V/s）。它们主要用于D/A转换和A/D转换、有源滤波器、锁相环、高速采样和保持电路以及视频放大器等要求输出对输入响应迅速的地方。国产超高速运放F3554的SR=1000V/s、BWG=1.7GHZ。 四、低功耗型 低功耗型一般用于遥感、遥测、生物医学和空间技术研究等要求能源消耗有限制的场所。如UA735、UPC253等。 五、高压型 一般用于获取较高的输出电压的场合，如典型的3583型，电源电压达150V，UOmax=+140V。 六、大功率型 用于输出功率要求大的场合，如LM12，

31、输出电流达10A。 4.6.2 集成仪器放大器、隔离放大器及其应用 一、集成仪器放大器及其应用 集成仪器放大器在理想情况下仅放大两输入端间的电压差，当输入电压差为零时，输出将精确为零。仪器放大器可分为固定增益、引脚可编程增益、数字控制仪器放大器等。增益固定仪器放大器是由三运放组成的测量放大器的基础上发展起来的，测量放大电路（Instrumental AMp）如图4.6.1所示。 图4.6.1 测量放大电路 测量放大电路又称精密放大电路或仪用放大电路，图中所有电阻均采用精密电阻。 由于A1、A2采用高输入阻抗的同相输入放大电路的形式。根据虚短的概念，uN1=ui1，uN2=ui2，根据虚断的概念

32、，流过R1、RP和R2为同一电流iR1，且iR1=（ui1-ui2）/RP。因此运放A1和A2输出电压之差为运放A3为减法运算电路，有 上式表明，输入电压与输出电压的差值成正比。该电路的放大倍数Au（即差模电压放大倍数）为 调节RP就可方便地改变放大倍数，且RP接在运放A1、A2的反相输入端之间，它的阻值改变不会影响电路的对称性。 该电路具有很高的共模抑制比。只要A3的两输入端所接的电阻对称，uo1和uo2共模成分则可以互相抵消。 鲍尔勃朗公司生产的INA104固定增益仪器放大器基本电路，如图4.5.2所示。图中A4是缓冲级，A1、A2、A3组成测量放大电路，RG是外接电阻，分析可得 。 图4

33、.6.2INA104基本电路 如果ui1、ui2有一共模信号UCM，则A4就起作用，这时引脚接到引脚，引脚和引脚相连并接到ui1、ui2信号电缆的外屏蔽层，以减少分布电容效应，使交流系统的共模抑制性能得到改善。 二、集成隔离放大器及其应用 在远距离信号传播过程中，常因强干扰的引入使放大电路的输出有很强的干扰而使系统无法正常工作。将电路的输入侧和输出侧在电气上完全隔离的放大电路称为隔离放大器。它切断了输入、输出侧电路间的直接联系，避免干扰信号混入输出信号，而有用信号能正常放大输出。 集成隔离放大器根据隔离模式划分可分为两口隔离和三口隔离，两口隔离是指输入部分和输出部分欧姆隔离，三口隔离是信号输入

34、部分、输出部分和功率供给部分相互欧姆隔离。 根据隔离方式不同可分为：变压器隔离放大器，如两口隔离的AD204、三口隔离的AD210等；电容隔离放大器，如ISO106；光电隔离放大器，本节仅对光电隔离放大器作简单介绍，隔离放大器详情参阅参考文献18。 光电隔离放大器ISO100如图4.6.3所示。它由A1、A2两个运放和IREF1、IREF2两个恒流源以及一个光电耦合器组成。光电耦合器由发光二级管LED和光电二极管VD1、VD2组成，对输入侧、输出侧起隔离作用。两侧电路电源与地均相互独立。 图4.6.3ISO100光电耦合放大器 图中A1为单位增益电流放大器，（电流放大倍数为）A2则起电流电压转

35、换器作用，IREF1、IREF2为A1、A2提供基准电流。 4.6.3集成运放外接电阻的选用 外接电阻的选择，对集成运放放大电路的性能有重大的影响。由于一般集成运放的最大输出电流Iom为（510）mA，从图4.2.1所示反相比例放大电路可知，流过反馈电阻Rf的电流if应满足下列要求： 而uo一般为伏级，故Rf至少取k以上的数量级。如果Rf和R1取值太小，会增加信号源的负载。如果取用M级，也不合适，其原因有二：其一，电阻是有误差的，阻值越大，绝对误差越大，且电阻会随温度和时间变化产生时效误差，使阻值不稳定，影响精度；其二，运放的失调电流II0会在外接高阻值电阻时引起较大的误差信号。综合上述分析，

36、运放的外接电阻值尽可能配用几千欧至几百千欧之间。另外还应使反相和同相输入端外接直流通路等效电阻平衡。如图4.2.2中应取R2=R1/Rf。 4.6.4 单电源交流放大器 有的集成运放需正负两组电源供电，且大都需要正负电源对称。它们的电压有一个允许范围，使用前需查对清楚。单电源供电的集成运放功能与双电源供电的运放功能大致相同。 在仅需用作放大交流信号的线性应用电路中，为简化电路，可采用单电源（正电源或负电源）供电，因此要求集成运放组成的交流放大器必须设计成单电源供电方式。当然直接选用单电源供电集成运放如LM324就更方便了。 将双电源供电的集成运放改成单电源供电时必须满足： U+、U-、Uo三端

37、的直流电压相等且等于电源电压的一半。 图4.6.5 单电源交流放大器 （a）反相交流放大器 （b）自举式同相交流放大器 4.6.5 调零 为了消除集成运放的失调电压和失调电流引起的输出误差，以达到零输入零输出的要求，必须进行调零。 对有外接调零端的集成运放，可通过外接调零元件进行调零。A741外接调零元件的调零电路如图4.6.6所示。将输入端接地，调节RP使输出为零。 图4.6.6 外接调零元件调零 当集成运放没有调零端时，可采用外加补偿电压的方法进行调零。 它的基本原理是： 在集成运放输入端施加一个补偿电压，以抵消失调电压和失调电流的影响，从而使输出为零。 4.6.6 集成运放电路的消振与保

38、护电路 一、消振 由于集成运放增益很高，易产生自激振荡。消除自激振荡是动态调试的重要内容。 运放是高电压增益的多级直接耦合放大器。在线性应用时，外电路大多采用深度负反馈电路。由于内部晶体管极间电容和分布电容的存在，信号传输过程中产生附加相移。因此在没有输入电压的情况下，而有一定频率、一定幅度的输出电压，这种现象称为自激振荡。消除自激振荡的方法是外加电抗元件或RC移相网络进行相位补偿(Phase compensating)。高频自振荡波形如图4.6.7所示。 图4.6.7 高频自激振荡波形 一般需进行相位补偿的运放在其产品说明书中注明了补偿端和补偿元件参考数值。按说明接入相位补偿元件或相移网络即可消振(Oscillation elioninating)。但有一些需要进行实际调试。如F004，其调试电路如图4.6.8所示。 图4.6.8 补偿电容调试电路 首先将输入端接地，用示波器可观察输出端的高频振荡波形。当在5脚（补偿端）接上补偿元件后，自振荡幅度将下降。将电容C由小到大