直流双极式可逆pwm调速系统设计_-课程设计

1、目录 TOC o 1-4 h z u HYPERLINK l _Toc281989071 摘要 PAGEREF _Toc281989071 h 1HYPERLINK l _Toc281989072 1 概述 PAGEREF _Toc281989072 h 2HYPERLINK l _Toc281989073 2 设计任务及要求 PAGEREF _Toc281989073 h 2HYPERLINK l _Toc281989074 2.1 设计任务 PAGEREF _Toc281989074 h 2HYPERLINK l _Toc281989075 2.2 设计要求 PAGEREF _Toc281

2、989075 h 2HYPERLINK l _Toc281989076 3 理论设计 PAGEREF _Toc281989076 h 3HYPERLINK l _Toc281989077 3.1 方案论证 PAGEREF _Toc281989077 h 3HYPERLINK l _Toc281989078 3.2 系统设计 PAGEREF _Toc281989078 h 4HYPERLINK l _Toc281989079 3.2.1 电流调节器 PAGEREF _Toc281989079 h 4HYPERLINK l _Toc281989080 3.2.1.1 电流环结构框的简化 PAGER

3、EF _Toc281989080 h 4HYPERLINK l _Toc281989081 3.2.1.2 确定时间常数 PAGEREF _Toc281989081 h 5HYPERLINK l _Toc281989082 3.2.1.3 选择电流调节器结构 PAGEREF _Toc281989082 h 6HYPERLINK l _Toc281989083 3.2.1.4 计算电流调节器参数 PAGEREF _Toc281989083 h 6HYPERLINK l _Toc281989084 3.2.1.5 校验近似条件 PAGEREF _Toc281989084 h 6HYPERLINK

4、l _Toc281989085 3.2.1.6 计算调节器电阻和电容 PAGEREF _Toc281989085 h 6HYPERLINK l _Toc281989086 3.2.2 转速调节器设计 PAGEREF _Toc281989086 h 7HYPERLINK l _Toc281989087 3.2.2.1 转速环结构框图的简化 PAGEREF _Toc281989087 h 7HYPERLINK l _Toc281989088 3.2.2.2 确定时间常数 PAGEREF _Toc281989088 h 8HYPERLINK l _Toc281989089 3.2.2.3 选择电流调

5、节器结构 PAGEREF _Toc281989089 h 8HYPERLINK l _Toc281989090 3.2.2.4 计算转速调节器参数 PAGEREF _Toc281989090 h 8HYPERLINK l _Toc281989091 3.2.2.5 校验近似条件 PAGEREF _Toc281989091 h 8HYPERLINK l _Toc281989092 3.2.2.6 计算调节器电阻和电容 PAGEREF _Toc281989092 h 9HYPERLINK l _Toc281989093 3.2.2.7 校核转速超调量 PAGEREF _Toc281989093 h

6、 9HYPERLINK l _Toc281989094 4 系统主电路设计 PAGEREF _Toc281989094 h 10HYPERLINK l _Toc281989095 4.1 桥式可逆PWM变换器的工作原理 PAGEREF _Toc281989095 h 10HYPERLINK l _Toc281989096 4.2 PWM直流脉宽调速系统的机械特性 PAGEREF _Toc281989096 h 12HYPERLINK l _Toc281989097 4.3 主电路设计 PAGEREF _Toc281989097 h 12HYPERLINK l _Toc281989098 PWM

7、信号产生电路 PAGEREF _Toc281989098 h 13HYPERLINK l _Toc281989099 4.5 IGBT基极驱动电路原理及设计 PAGEREF _Toc281989099 h 14HYPERLINK l _Toc281989100 4.6 保护电路设计 PAGEREF _Toc281989100 h 16HYPERLINK l _Toc281989101 5 总结与体会 PAGEREF _Toc281989101 h 18HYPERLINK l _Toc281989102 参考文献 PAGEREF _Toc281989102 h 19HYPERLINK l _To

8、c281989103 附录 PAGEREF _Toc281989103 h 20摘要在电气时代的今天，电动机在工农业生产、人们日常生活中起着十分重要的作用。直流电机是最常见的一种电机，在各领域中得到广泛应用。研究直流电机的控制和测量方法，对提高控制精度和响应速度、节约能源等都具有重要意义。电机调速问题一直是自动化领域比拟重要的问题之一。不同领域对于电机的调速性能有着不同的要求，因此，不同的调速方法有着不同的应用场合。本文基于PWM的双闭环直流调速系统进行了研究，并设计出应用于直流电动机的双闭环直流调速系统。提出了PWM调速方法的优势，指出了未来PWM调速方法的开展前景，点出了研究PWM调速方法

9、的意义。应用于直流电机的调速方式很多，其中以PWM变频调速方式应用最为广泛，而PWM变频器中，H型PWM变频器性能尤为突出，作为本次设计的根底理论，本文将对PWM的理论进行详细论述。在此根底上，本文将做出SG3525单片机控制的H型PWM变频调速系统的整体设计，然后对各个局部分别进行论证，力图在每个组成单元上都到达最好的系统性能。关键词：直流调速 双闭环 PWM 直流电机直流双极式可逆PWM调速系统设计1 概述采用脉冲宽度调制的高频开关控制方式，形成脉宽调制变换器直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统或直流PWM调速系统。脉宽调制变换器是把脉冲宽度进行调制的一种直流斩波器，脉宽调制，是利用电

10、力电子开关器件的导通与关断，将直流电压变成连续的直流脉冲序列，并通过控制脉冲的宽度或周期到达变压的目的。与V-M系统相比，PWM系统在很多方面有较大的优越性：1主电路线路简单，需用的功率器件少。2开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。3低速性能好，稳态精度高，调速范围宽，可达1：10000左右。4假设是与快速响应的电机配合，那么系统频带宽，动态响应快，动态抗干扰能力强。5功率开关器件工作在开关状态，道通损耗小，当开关频率适中时，开关损耗也不大，因而装置效率高。6直流电流采用不控整流时，电网功率因素比相控整流器高。由于有以上优点直流PWM系统应用日益广泛，特别是在中、小容量的高

11、动态性能中，已完全取代了V-M系统。为到达更好的机械特性要求，一般直流电动机都是在闭环控制下运行。经常采用的闭环系统有转速负反应和电流截止负反应。2 设计任务及要求 设计任务及ACR电路设计；2.转速反应和电流反应电路设计；3.集成脉宽调制电路设计如3524；4.驱动电路设计如IR2110；5.PWM主电路设计。 设计要求1可逆运行，转速和电流稳态无差，电流超调量小于5，转速超调量小于10。2. 对系统设计方案的先进性、实用性和可行性进行论证，说明系统工作原理。3. 画出单元电路图，说明工作原理，给出系统参数计算过程。4. 画出整体电路原理图，图纸、元器件符号及文字符号符合国家标准。3 理论设

12、计 方案论证同开环控制系统相比，闭环控制具有一系列优点。在反应控制系统中，不管出于什么原因外部扰动或系统内部变化，只要被控制量偏离规定值，就会产生相应的控制作用去消除偏差。因此，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并能改善系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。单闭环速度反应调速系统，采用PI控制器时，可以保证系统稳态速度误差为零。但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照要求来控制动态过程的电流或转矩。另外，单闭环调速系统的动态抗干扰性较差，当电网电压波动时，必须待转速发

13、生变化后，调节作用才能产生，因此动态误差较大。在要求较高的调速系统中，一般有两个根本要求：一是能够快速启动制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。根据设计任务可知，要求系统在稳定的前提下实现无静差调速，并要求较好的动态性能，可选择PI控制的转速、电流双闭环直流调速系统，可以完全到达系统需要。转速、电流双闭环直流调速系统框图如图1所示。图1

14、转速、电流双闭环调速系统系统框图 系统设计为了实现转速和电流两种负反应分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反应和电流负反应。二者之间实行嵌套联接，如图2所示。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。图2 转速、电流双闭环直流调速系统根据设计要求的初始条件可得，电动机额定状态时，有，经变换带入数据可得：转速反应系数为：电流反应系数为：为了能更好的整定，我们在此根据实际情况设定一些辅助条件。在此我们设定电枢回路电磁时间常数为T1=0.03s，Tm=0.18s，并设定电力电子变换器的内阻为Rrec。所以可得超前时间

15、常数i=Tl=0.03s，回路总电阻为R=0.6+0.4=1。设定PWM控制电路的放大系数为Ks=40。电流允许过载倍数=1.5。给定电压设为15V。在此我设定所有运算放大器的R0=40k。3.2.1 电流调节器 电流环结构框的简化按动态性能设计电流环时，可以暂时不考虑反电动势变化的动态影响，得到电流环的近似结构框图，如图3所示。图3 忽略反电动势的结构框图如果把给定滤波和反应滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改为,那么电流环便等效成单位负反应系统，如图4所示。图4 等效成单位负反应系统的结构框图由于和一般都比小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为，那么电流

16、环结构框图最终化简成图5。图5 小惯性环节近似处理的结构框图 确定时间常数1)电流滤波时间常数2)PWM调压系统的滞后时间3)电流环小时间常数之和，按小时间常数近似处理，取 选择电流调节器结构 根据设计要求，可按典型型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为 计算电流调节器参数电流调节器超前时间常数：电流开环增益:因要求，故应取，因此于是ACR的比例系数为 校验近似条件电流环截止频率：晶闸管整流装置传递函数的近似条件满足近似条件。忽略反电动变化对电流环动态影响的条件。满足近似条件。电流环小时间常数近似处理条件满足近似条件。 计算调节器电阻和电容调节

17、器原理图如图6所示，按所用运算放大器取，各电阻和电容值为图6 含给定滤波与反应滤波的PI型电流调节器 转速调节器设计 转速环结构框图的简化 用电流环的等效环节代电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如图7所示。图7 用等效环节代替电流环的结构框图和电流环中一样，把转速给定滤波和反应滤波环节移到环内，同时将给定信号改成 U*n(s)/，再把时间常数为 1 / KI 和 T0n 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，那么转速环结构框图可简化成图8。图8 等效成单位负反应系统和小惯性环节的近似处理的结构框图设计成典型型系统后，可得到校正后的结构框图如图9所示。图9 校正后的结构

18、框图 确定时间常数1)电流环等效时间常数2)转速滤波时间常数。3)转速环小时间常数3.2.2.3 选择电流调节器结构 根据设计要求，选用PI型电流调节器，其传递函数为 计算转速调节器参数按跟随和抗扰性能都较好的原那么，去，那么ASR的超前时间常数为转速环开环增益ASR的比例系数为 校验近似条件转速环截止频率为1)电流环传递函数简化条件为满足简化条件。2)转速环小时间常数近似处理条件为满足近似条件。 计算调节器电阻和电容调节器原理图如图10所示，取，那么：图10 含给定滤波与反应滤波的PI型转速调节器 校核转速超调量当h=5时，查表得，=37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于这是按线性统计算

19、的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。设理想空载起动时，负载系数z=0。能满足设计要求4 系统主电路设计 桥式可逆PWM变换器的工作原理脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。桥式可逆PWM变换器电路如图11所示。这是电动机M两端电压的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。图11 桥式可逆PWM变换器他们的关系是：。在一个开关周期内，当时，晶体管、饱和导通而、截止，这时。当时，、截止，但、不能立即导通，电枢电流经、续流，这时。在一个周期

20、内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电压、电流波形如图2所示。电动机的正反转表达在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，那么的平均值为正，电动机正转，当正脉冲较窄时，那么反转；如果正负脉冲相等，平均输出电压为零，那么电动机停止。双极式控制可逆PWM变换器的4个驱动电压波形如图12所示。图12 双极式控制可逆PWM变换器的驱动电压、输出电压和电流波形双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为如果定义占空比，电压系数,那么在双极式可逆变换器中调速时，的可调范围为01相应的。当时，为正，电动机正转；当时，为负，电动机反转；当时，电动机停止。但电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽

21、相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区，起着所谓“动力润滑的作用。双极式控制的桥式可逆PWM变换器有以下优点：1)电流一定连续。2)可使电动机在四象限运行。3)电动机停止时有微震电流，能消除静摩擦死区。4)低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。当然双极式控制方式也有缺乏之处，如在工作过程中，4个开关期间按可能都处于开关状态，开关损耗大，而且在切换时可能发生上、下臂桥直通的事故。防止直通，我们可以在上

22、、下臂桥的驱动脉冲之间设置延时。 PWM直流脉宽调速系统的机械特性 对于双极式控制的可逆电路，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比拟简单，电压平衡方程如下 . 按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端在一个周期内的电压都是，平均电流用表示，平均转速，而电枢电感压降的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成那么机械特性方程式 主电路设计桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图13所示。PWM变换器的直流电源由交流电网经过不可控的二极管整流器产生，并采用大电容滤波，以获得恒定的直流电压。由于电容容量较大，突加电源时相当于短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二

23、极管，为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间传入电阻Rz，合上电源后，用延时开关将Rz短路，以免在运行中造成附加损耗。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这式电容器两端电压升高称作“泵升电压。为了限制泵升电压，用镇流电阻Rx消耗掉这些能量，在泵升电压到达允许值时接通。图13 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路4.4 PWM信号产生电路PWM生成电路如图14所示，SG3524生成的PWM信号经过一个非门转为两路相反的PWM信号，为了确保上下两桥臂不会直通发生事故，中间参加电容、进行逻辑延时，后面再加上非门和与门构成的电路。图14 PWM生成电路本设计采用

24、集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。根据主电路中IGBT的开关频率，选择适当的、值即可确定振荡频率。由初始条件知开关频率为10kHz，可以选择，。电路中的PWM信号由集成芯片SG3524产生，SG3524可为脉宽调制式推挽、桥式、单端及串联型SMPS(固定频率开关电源)提供全部控制电路系统的控制单元。由它构成的PWM型开关电源的工作频率可达100kHz,适宜构成100-500W中功率推挽输出式开关电源。SG3524采用是定频PWM电路,DIP-16型封装。由SG3524构成的根本电路如图15所示，由15脚输入+15V电压，用于产生+5V基准电压。9脚是误差放大器的输出端，在1

25、、9引脚之间接入外部阻容元件构成PI调节器，可提高稳态精度。12、13引脚通过电阻与+15V电压源相连，供内部晶体管工作，由电流调节器输出的控制电压作为2引脚输入，通过其电压大小调节11、14引脚的输出脉冲宽度，实现脉宽调制变换器的功能实现。图15 SG4532管脚构成的电路图SG3524的基准源属于常规的串联式线性直流稳压电源,它向集成块内部的斜波发生器、PWM比拟器、T型触发器等以及通过16脚向外均提供+5V的工作电压和基准电压,振荡器先产生0.6V-3.5V的连续不对称锯齿波电压Vj,再变换成矩形波电压,送至触发器、或非门,并由3脚输出。振荡器频率由SG3524的6脚、70.1F,其最高

26、振荡频率为300kHz。 开关电源输出电压经取样后接至误差放大器的反相输入端,与同相端的基准电压进行比拟后,产生误差电压Vr,送至PWM比拟器的一个输入端,另一个那么接锯齿波电压,由此可控制PWM比拟器输出的脉宽调制信号。4.5 IGBT基极驱动电路原理及设计IGBT的驱动采用集成快速驱动模块EXB841，它的工频可到达40kHz,信号延时不超过1.5us。其工作工作原理如图16所示。图16 EXB841内部结构图EXB841 系列驱动器的各引脚功能如下：脚1 ：连接用于反向偏置电源的滤波电容器；脚2 ：电源( 20V )；脚3 ：驱动输出；脚4 ：用于连接外部电容器，以防止过流保护电路误动作

27、(大多数场合不需要该电容器)；脚5 ：过流保护输出；脚6 ：集电极电压监视；脚7 、8 ：不接；脚9 ：电源；脚10 、11 ：不接；脚14 、15 ：驱动信号输入(，)；驱动电路中V5起保护作用，防止EXB841的6脚承受过电压，通过VD1检测是否过电流，接VZ3的目的是为了改变EXB模块过流保护起控点，以降低过高的保护阀值从而解决过流保护阀值太高的问题。R1和C1及VZ4接在+20V电源上保证稳定的电压。VZ1和VZ2防止栅极和射极出现过电压，Rge是防止IGBT误导通。针对EXB841存在保护盲区的问题，可如图17所示将EXB841的6脚的超快速恢复二极管VDI换为导通压降大一点的超快速

28、恢复二极管或反向串联一个稳压二极管，也可采取对每个脉冲限制最小脉宽使其大于盲区时间，防止IGBT过窄脉宽下的低输出大功耗状态。针对EXB841软关断保护不可靠的问题，可以在EXB841的5脚和4脚间接一个可变电阻，4脚和地之间接一个电容，都是用来调节关断时间，保证软关断的可靠性。针对负偏压缺乏的问题，可以考虑提高负偏压。一般采用的负偏压是-5V，可以采用-8V的负偏压(当然负偏压的选择受到IGBT栅射极之间反向最大耐压的限制)，输人信号被接到15脚，EXB841正常工作驱动IGBT.主要参数：电源电压：20V 最大输出功率：47mA 最高工作频率：10kHz图17 EXB841驱动IGBT设计图4.6 保护电路设计如图18所示，H桥电路中采用了缓冲电路，由电阻和电容组成。 IGBT的缓冲电路功能侧重于开关过程中过电压的吸收与抑制