ABABD类音频功率放大器（精编版）

1、D 类音频功率放大器 <Class D Audio Power Amplifie）r近二十年来电子学课本上所讨论的放大器偏压(Bias>分类不外乎 A 类、B 类、C 类等放大电路，而讨论音频功率放大器仅强调A 类、B 类、AB 类而却把D 类放大器给忘掉了，事实上D 类放大器早在 1958年已被提出 (注一>，甚至还有 E 类、F 类、G 类、 H 类及 S 类等(注二>，只是这些类型的电路与D 类很接近， 运用机会低， 所以也就很少被提及。音频功率放大器最大目的在提供喇叭得到最大功率输出，而卫衍生与电源所供给功率不对等的关系，即所谓功率放大器的效率(输出功率与输入功

2、率之比>如表一所示 :A 类AB 类B 类D 类25%介于 A 与 B 类之间78.5%100%偏压分类理想效率表一 各類功率放大器的效率比較随着轻、薄、短、小手持电子装置的发展，诸如手机、MP3、PDA、IPOD及 LCD TV数位家庭等，寻求一个省电的高效率音频功率放大器是必然的。 因此最近几年音频功率放大器由AB 类功率放大器转以D 类功率放大器为主流。如图 1 所示(注三>，在实际应用上D 类放大效率可达90%以上远超过效率50%的 AB 类放大。所以 D 类放大的晶体管散热可大大的缩小，很适合应用于小型化的电子产品。圖 1 D 類 及 AB類效率比較A 类放大器 ( 又称

3、甲类放大器 >的特点是不论是否输入信号，其输出电路恒有电流流通，而且这种放大器通常是在特性曲线的线性范围内操作，如图2 所示，以求放大后的信号不失真。所以它的优点，是失真度小，信号越小传真度越高，最大的缺点是 “功率效益” <Power Efficiency）低，最大只有25%，不输入信号时丝毫不降低消耗 功率，极不适合做功率放大。但因其高传真度，部分高级音响器材仍采用A 类放大器。图 1图 2(a>、(b> 皆属 A 类放大器，设计时让V CE=1/2V CC，以求最大不失真范围。注意到V i 不输入时仍有0.5VCC/R L 的电流流过晶体管，所以晶体管需要良好的散

4、热环境。因为“共集极”组态 <图 2(a> Common Collector 组态又称“射极跟随器”）转移特性曲线较“共射极”组态 <图 2(b> Common Emitter 组态）有较佳的线性度<亦即失真较低）及较低的输出组抗，因此，同属于A 类放大器，射级随耦器却较常被当成输出级使用<“共射级”组态较常被当成“驱动级”使用）。ab图 2 A 类放大器图 3 变压器耦合 A 类放大器图 4 变压器耦合 A 类放大器的直流负载特性B 类功率放大器 <乙类功率放大器）是工作点在特性线极端处的一种放大器，如图 1 所示。当没有信号输入时，输出端几乎不消耗

5、功率。所以，若将 上图的左图 V BB 拿掉，则根据定义，这种零偏压的电路就是一种 B 类放大器。然而，因为它的静态点在 <VCC ，0 ）处，因此，对于一个正弦波输入信号，它的输出端波形只剩半个周期是可以预期的。图 1 B 类功率放大器电路图解决上述问题的方法，是将另一半周期的信号以一PNP 型 BJT 与原射级跟随器相接，形成所谓的“互补式射级跟随器”(Complementary Emitter Follower>，又称为“ B 类推挽式放大器”<Class B Push-Pull Amplifier）， 如图 1 所示。其动作原理，在V i 的正半周其间， Q1 导通且

6、 Q2 截止，所以，形成图2 的输出端正半周正弦波；同理，当 Vi 为负半周时， Q1 截止而 Q2 导通，结果形成输出端负半周正弦波，如图2 虚线部分所示。图 2 B 类功率放大器特性图因为 B 类推挽式放大器在无输入信号时不消耗功率，因此它较A 类放大器有更高的最大功率效益<可达 78%）。然而，因为推挽式放大器的信号振幅范围有一段是在特性线的非线性区域上，因此导致严重的失真，如2 所示，这种失真我们称它做“交越失真”<Cross-Over Distortion）。为了改善这种情形，所以有了AB 类放大器，见下篇。图 3 B 类双端推挽放大器图 4 交流信号输入示意图图 5 集

7、极电流的变化情形AB类功率放大器 <又称- 甲乙类功率放大器） <Class ABAmplifier）前面提到的B 类推挽式放大器的交越失真，是因为信号大小在-0.6V<V i <0.6V 之间时， Q1、Q2皆无法导通所引起的，因此，如果我们在Q1及 Q2的 VBE之间加上两个 0.6V 的电池，使输入信号在±0.6V 之间大小时， Q1、Q2也可以导通 <彷佛一个 A 类放大器有加上VBB偏压一般），以降低失真，这种情形，就是AB类放大器，如图1 所 示。图 1 AB 类放大器AB类放大器所产生的失真虽然比B 类放大器小，但这项改进所付出的代价是待命

8、功率的浪费及功率效率的损失。G类放大器一般用于高频电路，这里不再敷述。图 2(a>B 类放大器的交越失真图2(b>AB 类放大器消除交越失真的情形图 3 变压器耦合 AB 类推挽放大器图 4 AB 类放大器对于交叉失真的改善情形A 类放大器B 类放大器AB 类放大器C 类放大器工作点位置负载线中点负载线截止点负载线中点与截止点之间负载线截止点以下的区域导通角度=360°失真度失真最小=180°失真度略高于AB类，有交叉失真180° 360°可消除交叉失真0° 180°失真度最大，有截波失真功率转移效率效率最低，在50%以下

9、效率约为50%78.5%至效率略低于B 类效率最高，在85%以上主要用途失真度低的小功率放大器大功率放大器一般的音响扩大机射频电路与倍频器各种类型放大器优缺点比较：三极管 Hi-Fi放大器的功率级大部分使用B 类 SEPP.OTL功率放大电路。因为B类放大电路功率较高，最高达78.5%，除非是发烧级的音响，为求完美的不失真才会用 A 类。就三极管的散热以及电源电路的容量，B类都比 A类好很多。PP电路中虽然有输出电路产生的偶次高谐波可互相抵销的优点，但实际上，主 放大器推动 PP电路中的 A 类驱动级就会产生二次高谐波，因此高谐波还是很多。不过， B类 PP电路为减少交叉失真，须特别注意偏压的

10、稳定。以下介绍几个代表性的 B 类 SEPP.OTL电路图 a 半对称互补 OTL 放大电路图 b 全对称互补 OTL 放大电路图一输入变压器式功放电路输入变压器式 SEPP 电路如图一，利用输入变压器进行相位反转作用。线路简单而中心电压又稳定，如果使用两电源方式，可简单剪掉输出电容器。又，输出短路时，不容易流出大电流，对过载引起的破坏，有很大的防止作 用。不过因为输入变压器的影响，不能有较深的负反馈，所以不能获得较低的失真，在高频特性及失真会显著恶化是主要缺点。CE 分割方式图二 CE 分割方式如图二所示，利用三极管Q1 集电极与发射极之相位相反进行反向的方式，与真空管的PK分割相同。因为可

11、以由NPN型三极管构成，所以很容易找到特性整齐的三极管。但是，因为有电路比较复杂，需用的交连电容多，低频特性不好，所以一直不能成为主流的电路。互补方式图三 互补方式如图三所示，利用NPN 与 PNP 型三极管之组合作为相位相反兼驱动的电路，三极管放大器几乎都使用这种方式。因为电路直接交连，相位偏差少，且可以有较大的负反馈，所以容易作成超低失真度的放大器。可以获得Intermodulation少， 输出组抗低等优点。然而，过载时有非常大的电流经过输出三极管，因此必须有适当的保护电路。从防止被破坏来讲，这点很不利。此外，输出三极管之偏压须经过稳定化，对于电源电压之变动及温度变化须做适当补偿。输出三

12、极管虽然亦有采用NPN和 PNP 型组合的纯互补电路，但是大输出的PNP 硅晶体现在很贵，不容易买到，所以较少采用。利用硅NPN 及锗 PNP 三极管组合的纯互补电路，上下对称特性虽然较差，但因为线路单纯，所以最常被使用。现在就图三的电路图作说明。图三是互补式放大器第二级后的电路。Q1 为 A 类驱动级，利用 VR1 偏压调整，改变 Q1 的集电极电流，将中心电压调整到 Vcc 的 1/2 。因为利用 R2 从 Q1 的集电极 ( 约与中间电压同电位 > 进行 DC 负反馈加以稳定化，因此只要电路常数选择的当，中间电压几乎没有调整的必要。二极管与 VR2 用来改变 Q2 与 Q3 的基极

13、偏压，进而调整Q4 及 Q5 的无信号电流。无信号电流在 Pc 100W级的三极管以 3050mA， Pc 25W级的三极管以 2030Am最恰当。 Q3 ， Q4 负责信号的上半部， Q2 ， Q5 负责信号的下半部，分别交替进行动作。因此，无信号电流如果太少，即出现跨越失真，上下信号之接和部分变形。无信号电流如过多，则损失增多，产生热的问题，因此须利用温度补偿使其保持一定大小。温度补偿的方法等一下会提到。直接交连双电源无电容式方式图四 交连双电源无电容式方式从图四可知，将互补式电路的初级改成差动放大，使电源电压即使有变动，中间电压亦能保持零电位的电路，就是直接交连二晶体无电容方式。因为没有

14、输出电 容，所以低频部分阻尼特性非常好，即使1 KHz 附近的波形，亦可完整而极少失真的再现。但是，加上电源时，中间电压的稳定度会有问题，Q1，Q2 的差动放大级与Q3的 A 类驱动级，电路常数应适当选择，使加上电源时，尽可能由低电压开始动作。负反馈与阻尼因数放大器的阻尼因数以DF=RL/Zout 表示，因此，输出阻抗越低的放大器DF越好，不加负反馈的互补电路，输出阻抗为15 。使用 complementary电路放大器，输出阻抗很容易做 到 0.1 以下。冲击噪声防止电路OTL电路当电源加入时，输出电容瞬间被充电，因此一下子会有很大的冲击。防止这个冲击的方法，就是使中间电压慢慢上升，图四即为

15、此种电路的例子。温度补偿方式使用三极管的功率放大器为防止热失控，须进行温度补偿。顺便补充一下前面说过的互补式电路的温度补偿。三极管温度一上升，电流亦增加，此增加部分可用二极管，热电阻或三极管等进行补偿。因为补偿可以减少跨越失真，因此，可以达到稳定无信号电流的作用。对于电源电压的变动亦有稳定化的必要。图六为利用热敏电阻及三极管作补偿之例，具有非常优秀的特性。图六温度补偿方式频率特性以及功率频带宽度频率特性为判断放大器好坏一个很重要的因素，通常以输入方波的方式看输出的波型来看频率特性。图九是一特性平坦的放大器，波型右侧微微成直线下斜是因为10 Hz 附近频率特性下降的缘故。图十之波形上升部分略成圆

16、钝，表示中频的100500Hz 部分特性略有起伏变化。图11 之方波频率为10 KHz，输出波形非常漂亮，此放大器之特性至少从1KHz到50 KHz 附近均完全平坦。图12 因为 30Khz 附近之频率特性下降，所以上升部份成圆钝状。因为这些方波特性可以直接表现出频率特性的好坏，所以非常重要。如果输出波形有Ringing现象，表示高频特性有peak 存在。假设输出50W的放大器从10Hz30KHz间频率特性衰减在3dB 内，则输出功率在25W以上范围可从 10Hz30KHz，此即放大器的功率频带宽度。功率频带宽度对放大器的超低音及超高音部分很重要。低频部分特性由电源电容及输出电容决定，高级放大

17、器使用大容量的电容就是这个原因。图八 图九 图十一、 D 类放大器的架构D 类放大器又可称 数字式功率放大，基本架构如图2 所示，输入讯号经由脉波宽度调变器 (Pulse Width Modulation>将音频信号调制成数字信号 后，由功率晶体管 (Q1,Q2>放大输出，再经由低通滤波器(Lf,Cf>取出原输入端的音频讯号送至喇叭输出。圖 2 D 類放大器 基本架構因为功率晶体管输入为一数字信号，Q1,Q2工作处于饱和与截止两个状态，因此 Q1,Q2 本身所消耗功率将非常小，提高整个放大器的效率，而使散热 装置大幅减小进而在组件的设计上可以大大缩小其体积。如图3 所示 MP

18、7720 具有 20W 输出的 D 类放大器的尺寸为4.8mm x 5.8mm x 0.135mm( 注四>圖 3 MP7720元件圖二、 D类放大器的功率分析功率放大器的输出属开关状态，即输出为一方波波形，由傅利叶级数分析知:Vo (t>=(+>高次谐波经由低通滤波器滤除后，输出信号的最大值为，因此负载所能得到的最大功率PLm 为PLm=而电路的平均电流I av=，则电源输入功率Ps= Vcc* I av=由 PLm 与 Ps 比值知， D 类放大效率达到100%。三、脉波宽度调变器 (Pulse Width Modulation。PWM>PWM属于数字元通讯中调变模

19、式的一种方式，也经常被应用在直流马达的伺服控制、交换式电源供给器(switching power supply >等，其间的差异在于所使用振荡器频率的不同，基本架构如图4 所示，就是利用一三角波经由比较器与输入信号作 比较而产生一方波输 出，而方波的输出频 率与输入三角波频率 相同，仅方波的工作 周期随着输入信号 ( 正弦波>振幅大小而改变如图 5 所示。图 6 所圖 4 PWM 基本架構示为一简易型 PWM产生电路 ( 注五>，由枢密特电路及积分电路所组成，振荡器频率由 R、C、及 R1R2 所决定:f o =D 类放大器主要提供20圖205KPhWzM音輸频出放波大形 ，因此 PWM 调制频率必须使用大于 10 倍以上的频率，频率愈高还原后的信号将 愈细腻、清晰 ，例如 MP7720 如表二所示均使用在600Khz以上。圖 6 PWM 產生器四、MP7720 电路分析表二 MP7720增益、 調制頻率及電