应用电子技术毕业设计-D类音频功率放大器的设计

1、应用电子技术毕业设计(论文)-D类音频功率放大器的设计_图文XXXXXXXXXXXXXX毕业设计论文说明书 作 者： 学 号：学 号：学 号：系 部： 电气工程系 专 业： 应用电子技术 题 目： D类音频功率放大器的设计 指导者： 评阅者： 2021年 5 月摘要 数字功率放大器具有模拟功率放大器不可比较的优势，代表着音响技术数字化的新台阶。本系统以高效率D类功率放大器为核心，输出开关管采用高速VMOSFET管，连接成互补对称H桥式结构，最大不失真输出功率大于1W，平均效率可到达70左右。D类放大器包括脉宽调制器和输出级。本文首先介绍了声音的根本特性、音响放大器的技术指标、放大器分类和D类放

2、大器的工作原理，接着进行了D类功放的仿真分析，包括PWM波的形成、频谱分析等等；然后根据D类功放的设计要素，设计了基于MAXIM公司的10W立体声/15W单声道集成芯片MAX9703/MAX9704的D类放大器，并对D类功放的开展与技术展望进行了描述。在本文里，对放大器的各个模块包括放大电路、比较器电路、三角波产生电路、驱动电路等进行了设计和仿真，且到达了预先设定的指标。 关键词: D类放大器 脉宽调制 高速开关电路 低通滤波2 目录1 引 言. 52 音响的根底知识. 72.1 声音的根本特性. 72.2 音响的结构及参数. 72.3 放大器的技术指标. 73 放大器的简介. 94 D类功放

3、的原理及仿真 . 134.1 D类功放的工作原理 . 134.2 D类功放的EDA仿真 . 154.2.1 EDA仿真概述 . 154.2.2 D放大器原理仿真概述 . 164.2.3 输入信号抽样PWM波的形成仿真 . 174.2.4 输出信号PWM波的频谱仿真分析. 174.3 D类功放的优点 . 185 D类功放的硬件设计 . 195.1 D类功放的设计原理 . 195.2 D类功放的设计要素 . 225.2.1 输出晶体管尺寸选择. 225.2.2 输出级保护. 225.2.3 音质处理. 235.2.4 EMI处理 . 255.2.5 LC滤波器设计 . 265.2.6系统本钱 .

4、275.2.7 散热考前须知. 275.3 D类功放电路分析与计算 . 315.3.1脉宽调制器PWM . 315.3.2 前置放大器. 335.3.3 驱动电路. 345.3.4 高速开关电路. 355.3.5 低通滤波. 406 MAX9703/MAX9704单声道/立体声D类音频功率放大器 . 446.1 概述. 446.2 MAX9703/MAX9704详细说明 . 4436.2.1 工作效率. 446.2.2 应用信息. 457 D类功放的开展与技术展望 . 477.1 D类功放的缺乏 . 477.2 D类功放的最新开展T类功率放大器. 47结论. 48致谢. 49参考文献. 50

5、4 1 引 言音响技术开展到今天，音响设备中大局部已实现了数字化，如作为音源的CD、DAT、MD、DVD等，数字调音台以及数字效果器、压限器、鼓励器等周边设备也被一些专业场所使用。而作为音响系统最后环节的功率放大器和扬声器却长期在数字化的大门外徘徊。人们对音响重放高保真度的追求是永无止境的，而模拟功率放大器经过了几十年开展，在技术上已经相当成熟，可以说已难于有新的突破。随着生活水平的提高，环保与能量的利用率也渐渐成为人们所关注的问题，正因为这样，人们再一次把目光投向数字功放。其实早在20世纪60年代末期就有人着手数字放大器的研究，为什么在这数十年以来的音响开展历程，一直不见其产品面市？究其原因

6、，是在数字音频放大器的设计与制作过程中，最大的难题就是高速转换控制系统。因为其需要极高的精确度，但在如何解决脉冲调制放大在工作时提供持续稳定的线性响应，以及如何防止产生辐射脉冲干扰等方面难以取得突破，故一直使脉冲调制型放大器在音响应用领域停滞不前，举步维艰。如今，随着脉冲调制放大电路的技术瓶颈被逐渐解决，数字放大器的优点日渐突显，新品不断推出，也越来越受到人们的关注了。低失真，大功率，高效率是对功率放大器提出的普遍要求。模拟功率放大器通过采用优质元件，复杂的补偿电路，深负反应，使失真变得很小，但大功率和高效率一直没有很好的解决。工作在开关状态下的D类功率放大器却很容易实现，大功率，高效率，低失

7、真。传统的音频功放工作时，直接对模拟信号进行放大，工作期间必须工作于线性放大区，功率耗散较大，虽然采用推挽输出，减小了功率器件的承受功率，但在较大功率情况下，仍然对功率器件构成极大威胁。功率输出受到限制。此外，模拟功率放大器还存在以下的缺点:1.电路复杂，本钱高。常常需要设计复杂的补偿电路和过流，过压，过热等保护电路，体积较大，电路复杂。2.效率低，输出功率不可能做的很大。5D类开关音频功率放大器的工作基于PWM模式:将音频信号与采样频率比较，经自然采样，得到脉冲宽度与音频信号幅度成正比例变化的PWM波，然后经过驱动电路，加到功率MOS的栅极，控制功率器件的开关，实现放大，将放大的PWM送入滤

8、波器，那么复原为音频信号。D类功率放大器工作于开关状态，理论效率可达100%，实际的运用也可达80%以上。功率器件的耗散功率小，产生热量少，可以大大减小散热器的尺寸，连续输出功率很容易到达数百瓦。功率MOS有自保护电路，可以大大简化保护电路，而且不会引入非线性失真。对于高电感的扬声器，在设计电路时，是可以省去低通滤波器LPF)，这样可以大大的节省体积和花费。而且有更高的保真度，这一点，在国外的SVD类功率放大器中已经开始运用，如:TEXAS公司的TPA2002D2。近年来，国外的公司对D类功率放大器进行了研究和开发，提出了一些方案，但是尚存在了较大的难度，由于采用PWM方式，为了提高音质，降低

9、失真，必须提高调制频率，但是在较高频率下，会产生一定的问题，同时，D类功率放大器对器件的要求较高，不利于降低本钱。62 音响的根底知识2.1 声音的根本特性音量:它与声波的物理量“振幅有关，声波的振幅大，人耳就感觉声音响，音量大，反之，那么声音轻，音量小，音量的大小是人耳听音的主观感觉。音调:是人耳对声音调子上下的主观感觉，声调的上下与声音的物理量“频率对应人耳的听觉范围:20hz20KHz称之为可听声，低于20Hz称为次声，高于20KHz称为超声，人耳对3K4K的声音最敏感。音色:又叫音品或音质，它是由声音的波形决定的，电子管功放的偶次谐波多，奇次谐波少，声音柔美，甜润，晶体管功放奇次谐波多

10、，声音冷艳，清丽。2.2 音响的结构及参数前置放大器和功率放大器，前置放大器承当控制任务为主，对各种节目源信号进行选择和处理，对微弱信号放大到0.5-1V，进行各种音质控制，以美化音色。功率放大器，承当放大任务，是将前置放大器输出的音频信号进行功率放大，以推动扬声器发声。有电压放大，电流放大，要求是宏亮而不失真。2.3 放大器的技术指标1.额定功率:音响放大器输出失真度小于某一数值(r1%)的最大功率称为额定功率，表达式；P0= U02/RL, U0为负载两端的最大不失真电压，RL为额定负载阻抗。测量条件如下:信号发生器输出频率为1KH，电压Ui=20mV正弦信号。功率放大器的输出端接额定负载

11、电阻凡(代替扬声器)，输入端接Ui，逐渐增大输入电压Ui，直到U0的波形刚好不出现谐波失真(r 60 dB和THD 0.01%的高保真音质。但反应使得放大器的设计变得复杂，因为必须满足环路的稳定性(对于高阶设计是一种很复杂的考虑)。连续时间模拟反应对于捕获有关脉冲时序误差的重要信息也是必需的，因此控制环路必须包括模拟电路以处理反应信号。在集成电路放大器实现中，这会增加管芯本钱。为了将IC本钱减至最低，一些制造商喜欢不使用或使用最少的模拟电路局部。有些产品用一个数字开环调制器和一个模数转换器来检测电源变化，并且用24调整调制器进行补偿。这样可以改善PSR，但不会解决任何失真问题。其它的数字调制器

12、试图对预期的输出级时序误差进行预补偿，或对非理想的调制器进行校正。这样至少会处理一局部失真源，但不是全部。对于音质要求宽松的应用，可通过这些开环D类放大器进行处理，但对于最正确音质，有些形式的反应似乎是必需的。5.2.4 EMI处理D类放大器输出的高频分量值得认真考虑。如果不正确理解和处理，这些分量会产生大量EMI并且干扰其它设备的工作。两种EMI需要考虑：辐射到空间的信号和通过扬声器及电源线传导的信号。D类放大器调制方案决定传导EMI和辐射EMI分量的基线谱。但是，可以使用一些板级的设计方法减少D类放大器发射的EMI，而不管其基线谱如何。一条有用的原那么是将承载高频电流的环路面积减至最小，因

13、为与EMI相关的强度与环路面积及环路与其它电路的接近程度有关。例如，整个LC滤波器(包括扬声器接线)的布局应尽可能地紧密，并且保持靠近放大器。电流驱动和回路印制线应当集中在一起以将环路面积减至最小(扬声器使用双绞线对接线很有帮助)。另一个要注意的地方是当输出级晶体管栅极电容开关时会产生大的瞬态电荷。通常这个电荷来自储能电容，从而形成一个包含两个电容的电流环路。通过将环路面积减至最小可降低环路中瞬态的EMI影响，意味着储能电容应尽可能靠近晶体管对它充电。有时，插入与放大器电源串联的RF厄流线圈很有帮助。正确布置它们可将高频瞬态电流限制在靠近放大器的本地环路内，而不会沿电源线长距离传导。如果栅极驱

14、动非重叠时间非常长，扬声器或LC滤波器的感应电流会正向偏置输出级晶体管端的寄生二极管。当非重叠时间结束时，二极管偏置从正向变为反向。在二极管完全断开之前，会出现大的反向恢复电流尖峰，从而产生麻烦的EMI源。通过保持非重叠时间非常短(还建议将音频失真减至最小)使EMI减至最小。如果反向恢复方案仍不可接受，可使用肖特基(Schottky)二极管与该晶体管的寄生二极管并联，以转移电流并且防止寄生二极管一直导通。这很有帮助，因为Schottky二极管的金属半导体结本质上不受反向恢复效应的影响。具有环形电感器磁芯的LC滤波器可将放大器电流导致的杂散现场输电线影25响减至最小。在本钱和EMI性能之间的一种

15、好的折衷方法是通过屏蔽减小来自低本钱鼓形磁芯的辐射。5.2.5 LC滤波器设计为了节省本钱和PCB面积，大多数D类放大器的LC滤波器采用二阶低通设计。下列图示出一个差分式二阶LC滤波器。扬声器用于减弱电路的固有谐振。尽管扬声器阻抗有时近似于简单的电阻，但实际阻抗比较复杂并且可能包括显著的无功分量。要获得最正确滤波器设计效果，设计工程师应当总是争取使用精确的扬声器模型。 图5-5 差分开关输出级和LC低通滤波器常见的滤波器设计选择目的是为了在所需要的最高音频频率条件下将滤波器响应下降减至最小以获得最低带宽。如果对于高达20 kHz频率，要求下降小于1 dB，那么要求典型的滤波器具有40 kHz巴

16、特沃斯(Butterworth)响应(以到达最大平坦通带)。对于常见的扬声器阻抗以及标准的L值和C值，表5-1给出了标称元器件值及其相应的近似Butterworth响应。表5-1 标称元器件值 如果设计不包括扬声器反应，扬声器THD会对LC滤波器元器件的线性度敏感。电感器设计考虑因素：设计或选择电感器的重要因素包括磁芯的额定电流和形状，以及绕线电阻。额定电流：选用磁芯的额定电流应当大于期望的放大器的最高电流。原因是26如果电流超过额定电流阈值并且电流密度太高，许多电感器磁芯会发生磁性饱和，导致电感急剧减小，这是我们所不期望的。通过在磁芯周围绕线而形成电感。如果绕线匝数很多，与总绕线长度相关的电

17、阻很重要。由于该电阻串联于半桥和扬声器之间，因而会消耗一些输出功率。如果电阻太高，应当使用较粗的绕线或选用要求绕线匝数较少的其它金属材质的磁芯，用以提供需要的电感。最后，不要忘记所使用的电感器的形状也会影响EMI，正如上面所提到的。D类放大器的有源器件是开关输出级和调制器。构成该电路的本钱大致与模拟线性放大器相同。真正需要考虑的折衷是系统的其它元器件。D类放大器的低功耗节省了散热装置的本钱(以及PCB面积)，例如，散热片或风扇。D类集成电路放大器可采用比模拟线性放大器尺寸小和本钱低的封装。当驱动数字音频源时，模拟线性放大器需要数模转换器(DAC)将音频信号转换为模拟信号。对于处理模拟输入的D类

18、放大器也需如此转换，但对于数字输入的D类放大器有效地集成了DAC功能。另一方面，D类放大器的主要本钱缺点是LC滤波器。LC滤波器的元器件，尤其是电感器，占用PCB面积并且增加本钱。在大功率放大器中，D类放大器的总体系统本钱仍具有竞争力，因为在散热装置节省的大量本钱可以抵消LC滤波器的本钱。但是在低本钱、低功耗应用中，电感器的本钱很高。在极个别情况下，例如，用于蜂窝 的低本钱放大器，放大器IC的本钱可能比LC滤波器的总本钱还要低。即使是忽略本钱方面的考虑，LC滤波器占用的PCB面积也是小型应用中的一个问题。5.2.7 散热考前须知D类放大器相比AB类放大器具有更高的效率和更好的热性能。尽管如此，

19、使用D类仍然需要放大器时慎重考虑其散热。1. 连续正弦波与音乐在实验室评估D类放大器性能时，常使用连续正弦波作为信号源。尽管使用正弦波进行测量比较方便，但这样的测量结果却是放大器在最坏情况下的热负载。如果用接近最大输出功率的连续正弦波驱动D类放大器，那么放大器常常会进27入热关断状态。常见的音源，包含音乐和语音，其RMS值往往比峰值输出功率低得多。通常情况下，语音的峰值与RMS功率之比(即波峰因数)为12dB，而音乐的波峰因数为18dB至20dB。图5-6所示为时域内音频信号和正弦波的波形图，给出了采用示波器测量两者RMS值的结果。虽然音频信号峰值略高于正弦波，但其RMS值大概只有正弦波的一半

20、。同样，音频信号可能存在突变，但正如测量结果所示，其平均值仍远低于正弦波。虽然音频信号可能具有与正弦波相近的峰值，但在D类放大器表现出来的热效应却大大低于正弦波。因此，测量系统的热性能时，最好使用实际音频信号而非正弦波作为信号源。如果只能使用正弦波，那么所得到的热性能要比实际系统差。图5-6正弦波的RMS值高于音频信号的RMS值，意味着用正弦波测试时，D类放大器的发热更大。 图5-6正弦波的RMS值2. PCB的散热考前须知在工业标准TQFN封装中，裸露的焊盘是IC散热的主要途径。对底部有裸露焊盘的封装来说，PCB及其敷铜层是D类放大器主要的散热渠道。如图5-7所示，将D类放大器贴装到常见的P

21、CB，最好根据以下原那么：将裸露焊盘焊接到大面积敷铜块。尽可能在敷铜块与临近的具有等电势的D类放大器引脚以及其他元件之间多布一些覆铜。本文的案例中，敷铜层与散热焊盘的右上方和右下方相连(如图5-7)。敷铜走线应尽可能宽，因为这将影响到系统的整体散热性能。 28 图5-7 裸露焊盘 D类放大器采用TQFN或TQFP封装时，裸露焊盘是其主要散热通道。与裸露焊盘相接的敷铜块应该用多个过孔连到PCB反面的其他敷铜块上。该敷铜块应该在满足系统信号走线的要求下具有尽可能大的面积。尽量加宽所有与器件的连线，这将有益于改善系统的散热性能。虽然IC的引脚并不是主要的散热通道，但实际应用中仍然会有少量发热。图5-

22、8给出的PCB中，采用宽的连线将D类放大器的输出与图右侧的两个电感相连。在这种情况下，电感的铜芯绕线也可为D放大器提供额外的散热通道。虽然对整体热性能的改善不到10%，但这样的改善却会给系统带来两种截然不同的结果 - 即使系统具备较理想的散热或出现较严重的发热。图5-8 D类放大器右边的宽走线有助于导热。 图5-8 D类放大器3. 辅助散热当D类放大器在较高的环境温度下工作时，增加外部散热片可以改善PCB的热性能。该散热片的热阻必须尽可能小，以使散热性能最正确。采用底部的裸露29 焊盘后，PCB底部往往是热阻最低的散热通道。IC的顶部并不是器件的主要散热通道，因此在此安装散热片不划算。图5-9

23、给出了一个PCB表贴散热片(218系列)。该散热片焊接在PCB上，是兼顾尺寸、本钱、装配方便性和散热性能的理想选择。当D类放大器工作在较高环境温度下，可能需要如图示的SMT散热片 图5-9 SMT散热片4 负载阻抗D类放大器MOSFET输出级的导通电阻会影响它的效率和峰值电流能力。降低负载的峰值电流可减少MOSFET的I2R损耗，进而提高效率。要降低峰值电流，应在保证输出功率，以及D类放大器的电压摆幅以及电源电压的限制的条件下，选择最大阻抗的扬声器，如图5-10所示。本例中，假设D类放大器的输出电流为2A，电源电压范围为5V至24V。电源电压大于等于8V时，4的负载电流将到达2A，相应的最大连

24、续输出功率为8W。如果8W的输出功率能满足要求，那么可以考虑使用一个12扬声器和15V供电电压，此时的峰值电流限制在1.25A，对应的最大连续输出功率为9.4W。此外，12负载的工作效率要比4负载的高出10%到15%，降低了功耗。实际效率的提高根据不同D类放大器而异。虽然大多数扬声器的阻抗都采用4或8，但也可采用其他阻抗的扬声器实现更高效的散热。 图5-10输出功率30另外还需要注意音频带宽内负载阻抗的变化。扬声器是一个复杂的机电系统，具有多种谐振元件。换言之，8的扬声器只在很窄的频带内才呈现出8阻抗。在大局部音频带宽内，阻抗都会大于其标称值，如图5-11示。在大局部音频带宽内，该扬声器的阻抗

25、都会远大于其8的标称值。然而，高频扬声器和分频网络的存在将降低阻抗值。因此必须考虑系统的总阻抗以确保足够的电流驱动能力和散热性能。8阻抗、13cm口径扬声器的阻抗随频率改变而急剧变化。 图5-11 扬声器的阻抗的变化5 结论D类放大器的效率相比AB类放大器有很大提高。虽然这一效率优势降低了系统设计时对散热性能设计的要求，但仍然不能完全无视系统散热。但是，如果能够遵循良好的设计原那么并且设定合理的设计目标，使用D类放大器可使音频系统设计更简单。5.3 D类功放电路分析与计算5.3.1脉宽调制器PWM1 方案论证与比较方案一：可选用专用的脉宽调制集成块，但通常有电源电压的限制，不利于此题发挥局部的

26、实现方案二：采用图5-12所示方式来实现。三角波产生器及比较器分别采用通用集成电路，各局部的功能清晰，实现灵活，便于调试。 假设合理的选择器件参数，可使其能在较低的电压下工作，应选用此方案。31 图5-12 脉宽调制器2 三角波产生电路该电路我们采用满幅运放TLC4502及高速精密电压比较器LM311来实现(电路如图5-13所示)。 TLC4502不仅具有较宽的频带，而且可以在较低的电压下满幅输出，既保证能产生线性良好的三角波，而且可到达发挥局部对功放在低电压下正常工作的要求。 图5-13三角波产生电路载波频率的选定既要考虑抽样定理，又要考虑电路的实现，选择150KHz的载波，使用四阶Butt

27、erworth LC滤波器，输出端对载频的衰减大于60dB，能满足题目的要求，所以我们选用载波频率为150 kHz。电路参数的计算：在5v单电源供电下，我们将运放5脚和比较器3脚的电位用R8调整为2.5v，同时设定输出的对称三角波幅度为1v(Vp_p2V)。假设选定R10为100 k，并忽略比较器高电平时R11上的压降，那么R9的求解过程如下：(5-2.5)/100=1/R9, R9=100/2.5=40K取R9为39k。选定工作频率为f=150kh，并选R7+R6=20k，那么电容C3的计算过程如下：对电容的恒流充电或放电电流为I=(5-2.5)/R7+R6=2.5/(R7+R6)那么电容两

28、端最大电压值为32 Vc41C4T10Idt2.5C4(R7R6)T1其中T1为半周期，T1=T/2=1/2f。VC4的最大值为2V，那么2=2.5/C4(R7+R6)1/2f取C4=220pF,R7=10K,R6采用20K可调电位器。使振荡器频率f在150KHz左右有较大的调整范围。3 比较器选用LM311精密、高速比较器，电路如图，供电为5v单电源，给VV提供25v的静态电位，取R12R15，R13R14，4个电阻均取10K。 出于三角波VP_P=2v，所以要求音频信号的VP_P不能大于2v，否那么会使功放产生失真。 图5-14比较器电路5.3.2 前置放大器电路如图5-15所示。设置前置

29、放大器，可使整个功放的增益从120连续可调，而且也保证了比较器的比较精度。 当功放输出的最大不失真功率为1w时，其8上的电压VP_P=8v，此时送给比较器音频信号的VP_P值应为2V，那么功放的最大增益约为4(实际上，功放的最大不失真功率要略大干l w，其电压增益要略大干4)。 因此必须对输入的音频信号进行前置放大，其增益应大干5。前放仍采用宽频带、低漂移、满幅运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大器。 选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻R1=10K的要求。 同时，采用满幅运放可在降低电源电压时仍能正常放大，取V=VCC/2=25V，要求输入33电阻Ri大干10K，故取R1=R2=

30、51K，那么Ri512=25.5，反应电阻采用电位器R4，取R4=20K,反相端电阻R3取24K，那么前置放大器的最大增益AV为调整R4使其增益约为8，那么整个功放的电压增益从032可调。 图5-15前置放大器电路考虑到前置放大器的最大不失真输出电压的幅值Vom25v，取Vom=2.0 V，那么要求输入的音频最大幅度Vim( Vom/ AV)=2/8=250mv。 超过此幅度那么输出会产生削波失真。5.3.3 驱动电路电路如图5-16所示。 将PWM信号整形变换成互补对称的输出驱动信号，用CD40106施密特触发器并联运用以获得较大的电流输出，送给由晶体三极管组成的互补对称式射极跟随器驱动的输

31、出管，保证了快速驱动。 驱动电路晶体三极管选用2SC8050和2SA8550对管。34 图5-16驱动电路5.3.4 高速开关电路1 方案论证与比较输出方式方案一：选用推挽单端输出方式(电路如图5-17所示)。电路输出载波峰峰值不可能超过5v电源电压，最大输出功率远达不到题目的根本要求。 图5-17 推挽单端输出电路方案二：选用H桥型输出方式(电路如图5-18所示)。此方式可充分利用电源电压，浮动输出载波的峰峰值可达10 v，有效地提高了输出功率，且能到达题目所有指标要求，改选用此输出电路形式。35 图5-18 H桥型输出电路开关管的选择为提高功率放大器的效率和输出功率，开关管的选择非常重要，

32、对它的要求是高速、低导通电阻、低损耗。方案一：选用晶体三极管、IGBT管。 晶体三极管需要较大的驱动电流，并存在储存时间，开关特性不够好，使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗较大；IGBT管的最大缺点是导通压降太大。方案二：选用VMOSFET管。VMOSFET管具有较小的驱动电流、低导通电阻及良好的开关特性，应选用高速VMOSFET管。2. 开关功率输出电路 H 桥式输出电路根本结构H 桥式输出电路在数字功放中广泛采用，其差动平衡式输出可以滤除共模噪声，同时可以实现较大的输出功率，典型的数字功放H 桥式输出电路如图5-19所示，由四个开关与输出滤波器组成。K1-K2、 K3-K4 分别是桥的

33、两个桥臂，通过控制各个开关的闭合与断开，产生PWM1 与PWM2 两个信号，不同的开关控制规律决定PWM1 与PWM2 的波形不同，但无论何时，每个桥臂的上下两只开关不能同时导通，以防止直通大电流的产生；由L、C组成的低通率波器滤除PWM 中的高频成分，复原出原始音频信号。根据开关控制规律的不同，桥式电路的PWM 输出可分为双极性PWM 与单极性PWM。36 图5-19 H 桥式输出电路双极性PWMH 桥式电路输出的两路PWM波是180反向的，图5-20所示为50%占空比，输入为零的情况。PWM1与PWM2 都是低电平为零，高电平为VCC 的方波，PWM1 与PWM2 形成的差动信号那么是低电

34、平为-VCC，高电平为VCC 的方波。如果PWM中包含音频信息，那么输出PWM 波的占空比发生变化，占空比变化的双极性PWM 波与滤波后波形如图5-21所示。 图5-20 双极性PWM 占空比为50%波形 图5-21 双极性PWM 占空比变化与滤波后波形 单极性PWMH桥式电路输出的两路PWM 波是同相的，图5-22所示为50%占空比，输入为零的情况，PWM1与PWM2 的相位差为零。PWM1与PWM2 都是低电平为零，高电平为VCC 的方波，PWM1与PWM2 形成的差动信号在50%占空比情况下为零，如果PWM 中包含音频信息，PWM 占空比在0 与100%之间发生变化时，PWM1 与PWM

35、2 的相位180，PWM1 与PWM2 形成的差动信号那么是低电平为-VCC，高电平为零，或者低电平为零，高电平为VCC 的方波，如图5-23所示。37 图5-22 单极性PWM 占空比为50%波形 图5-23 单极性PWM 占空比变化与滤波后波形 LC 滤波特性为了从PWM 波中恢复音频信号，要采用LC元件对PWM 进行滤波，LC 参数要根据负载阻抗、PWM频率、音频带宽、高频噪声等因素进行设计。对LC 滤波器设计来说，上述几方面要求是相互矛盾：选择L、C 的参数较小，可以得到宽频带平直的响应曲线，但滤波后剩余的PWM 高频噪声幅度较大，高频噪声超出音频范围，对听感不会造成太大影响，但导致严

36、重的电磁干扰；如果选择L、C 的参数较大，可以将高频噪声降至较低水平，但频响范围变小，频响曲线不平坦，在特定频率段会造成很大幅度的电压抬升。H 桥式电路输出PWM波的极性不同，会对滤波器输出产生影响。双极性PWM与单极性PWM经LC 滤波后的波形比照方图5-24图5-26所示。相关参数如下：PWM 频率：350400kHz；音频信号：1kHz；负载：8纯电阻；L1、L2：15H；C1、C2 ：0.33F。 (a)双极性PWM (b) 单极性PWM图5-24 输出削波之前38 (a)双极性PWM (b) 单极性PWM图5-25 输出中等幅度 (a)双极性PWM (b) 单极性PWM图5-26 剩

37、余高频噪声从以上各图可以看出，在相同条件下，单极性PWM比双极性PWM波形清晰，高频包络成分少，高频噪声仅有双极性PWM 的1/16。在阻抗分别为2、4、8、16、32、空载等情况下，双极性PWM与单极性PWM经LC滤波后的2020kHz 幅频特性曲线比照方图5-27。所示从中可以看出对于4以上阻抗，采用单极性PWM可以得到更平直的幅频特性，对于低阻抗驱动，双极性PWM更有优势。 (a)双极性PWM (b) 单极性PWM图5-27 不同阻抗幅频特性曲线39 总结数字功放H 桥式输出电路的两类PWM可分为双极性与单极性；单极性PWM具有高频噪声低，电磁干扰小，4以上阻抗幅频特性平直，10kHz2

38、0kHz 输出电压抬升小等优点，所反映出的负载阻抗变化敏感性小，特别适合负载变化较大的应用场合，如公共播送定压输出功放；在较低负载阻抗时，采用双极性PWM 可以得到更大范围的频率响应。 H桥互补对称输出电路对VMOSFET的要求是导通电阻小，开关速度快，开启电压小。 因输出功率稍大于l w，属小功率输出，可选用功率相对较小、输入电容较小、容易快速驱动的对管，IRFDl20和IRFD9120 VMOS对管的参数能够满足上述要求，故采用之。实际电路如图5-28所示。 互补PWM开关驱动信号交替开启Q5和Q8或Q6和Q7，分别经两个4阶Butterworth滤波器滤波后推动喇叭工作。 图5-28 H

39、桥互补对称输出电路5.3.5 低通滤波1滤波器的选择方案一：采用两个相同的二阶Butterworth低通滤波器。 缺点是负载上的高频载波电压得不到充分衰减。方案二：采用两个相同的四阶Butterworth低通滤波器，在保证20kHz频带的前提下使负载上的高额载波电压进一步得到衰减。2 低通滤波采用开关放大技术的数字功放工作原理与模拟功放完全不同，其开关功率级输出的高频PWM信号中包含有音频信号。PWM 频率为几百kHz，比音频信号带宽2020kHz 大得多，为了从PWM 开关信号中恢复出音频信号，通常采用低通滤波器LPF，低通滤波器频率特性如图5-29所示。40 图5-29 低通滤波器频率特性

40、图5-30与图5-31为PWM 滤波前后的时域与频域分析。从图中可以看出，PWM 经过低通滤波器后高频分量大大减小，音频信号得到恢复，但总会残留局部高频开关成分。 图5-30 PWM 滤波前后的时域波形 图5-31 PWM 滤波前后的频谱分布 根据组成低通滤波器的元件与结构不同，低通滤波效果与应用方面不尽相同。图5-32所示为数字功放中低通滤波器可能出现的位置及作用。低通滤波器按照组成元件通常可分为LC、RC型，RC又可分为无源与有源型，低通滤波器的比较如表5-2所示41 图5-32 数字功放中低通滤波器位置及作用 表5-2 低通滤波器的比较 以二阶LC低通滤波器为例，其拉普拉斯变换为： 在L

41、C 低通滤波器中，负载电阻RL是影响Q值的一个变量，负载电阻的变化将影响频率响应曲线，图5-33所示为负载电阻为4 欧姆所设计的LC 参数，频响曲线平坦，对于8 欧姆与2 欧姆负载，在20kHz 处的幅度分别有2db 的抬升与-4dB 的下降。42 图5-33 不同负载时LC 低通滤波器频率响应43 6 MAX9703/MAX9704单声道/立体声D类音频功率放大器6.1 概述MAX9703/MAX9704单声道/立体声D类音频功率放大器，以D类效率提供AB类放大器的性能，节省电路板空间，而且无需使用大型的散热装置。这两款器件采用了D类结构，提供15W功率时效率高达78%。受专利保护的调制与开

42、关方案可以省去传统D类放大器的输出滤波器。MAX9703/MAX9704提供两种调制方案：固定频率模式(FFM)与扩频模式(SSM)，SSM模式降低了调制频率产生的EMI辐射。本器件采用全差分结构、全桥输出，并具有全面的杂音抑制。MAX9703/MAX9704具有80dB的高PSRR，0.07%的低THD+N，以及超过95dB的SNR。短路与热过载保护可防止器件在故障条件下损坏。MAX9703 提供32 引脚TQFN(5mm x 5mm x 0.8mm)封装，MAX9704采用32引脚TQFN(7mm x 7mm x 0.8mm)封装。两款器件都工作在-40C至+85C扩展级温度范围内。MAX

43、9703/MAX9704的应用与：LCD TV 、LCD监视器、台式PC、LCD放映机、免提式车载 适配器、汽车电子。6.2 MAX9703/MAX9704详细说明MAX9703/MAX9704无需滤波的D类音频功率放大器对开关模式放大技术作了一些重要改良。MAX9703是单声道放大器，MAX9704是立体声放大器。这些器件以D类效率提供AB类放大器的性能，占用最小的电路板空间。独特的无滤波调制方案以及扩频切换模式构成了一个紧凑、灵活、低噪声、高效率的音频功率放大器。差分输入结构降低了共模噪声的拾取，可以不加输入耦合电容。该器件也可以配置为单端输入放大器。比较器监视器件输入，并将互补输入电压与

44、三角波进行比较。当三角波输入幅度超出相应的比较器输入电压时，比较器的输出翻转。6.2.1 工作效率D类放大器的效率取决于输出级晶体管的工作时间。在D类放大器中，输出晶体管用作电流调整开关，消耗的额外功率可以忽略不计。所有与D类输出级相关的功耗主要是由MOSFET导通电阻与消耗静态电流产生的I2R损耗决定。44理论上线性放大器的最正确效率为78%，不过该效率仅出现在输出功率的峰值处。标准工作电平(典型的音频信号重建电平)下，效率会下降到30%以下，但在相同条件下，MAX9704仍可保持78%以上的效率(图6-1)。 图6-1 MAX9704 效率与AB 类效率的比照6.2.2 应用信息1. 无滤

45、波工作传统的D类放大器需要输出滤波器，从放大器的PWM输出恢复音频信号。滤波器增加了本钱，也增大了放大器的尺寸，并会降低效率。传统的PWM结构采用较大的差分输出摆幅(2 x VDD峰-峰值)，造成纹波电流过大。滤波元件的任何寄生电阻都会导致功率损耗、降低效率。MAX9703/MAX9704不需要输出滤波器，而是利用扬声器线圈自身的电感和扬声器与人耳的天然滤波作用，从方波输出中恢复音频成分。由于省去了输出滤波器，可以获得更小、更廉价、效率更高的方案。由于MAX9703/MAX9704的输出频率远远超出了大多数扬声器的带宽，由方波频率引起的音频线圈的偏移非常小。尽管这种偏移很小，假设扬声器未经专门

46、设计，能够处理额外功率的话，还是可能被损坏。为获得最正确效果，可以用一个等效串联电感大于30H的扬声器。典型的8扬声器等效串联电感在30H至100H范围内。扬声器电感大于60H时可以获得最正确效率。2. 内部稳压器输出(VREG)MAX9703/MAX9704内部提供一个6V稳压输出(VREG)。MAX9703/MAX9704的REG输出为MAX9703/MAX9704的逻辑控制引脚(G_, FS_)提供逻辑高电平电压，从而简化了系统设计，并降低了系统本钱。关断时，VREG不能提供逻辑高电平电压。不45要用VREG作为系统周围元件的6V电源。用6.3V、0.01F电容将REG旁路至GND。3.

47、 输出失调与AB类放大器不同的是，D类放大器在加上负载后其输出失调电压不会明显增大静态电流。这是D类放大器功率转换的结果。例如，在AB类器件中，8mV的直流失调电压通过8负载会额外消耗1mA的电流。而对D类器件来说，8mV的直流失调电压通过8负载时仅消耗8W的额外功率。正是由于D类放大器的高效率，器件吸取的额外静态电流仅为：8W/(VDD/100 x )，只有几个微安。4. 增益选择MAX9703/MAX9704可由内部设置逻辑编程增益，通过G1、G2逻辑输入设置MAX9703/MAX9704扬声器放大器的增益(表6-1)。表6-1 增益设置 7 D类功放的开展与技术展望7.1 D类功放的缺乏1输出功率晶体管并不是纯粹的开关，也不是匹配得很好，会带来畸变。2晶体管在接通和关闭的过程中，接地点的电位会出现波动，从而增大噪音。3功率输出电路是用两只功率晶体管接成的桥路，一只功率晶体管导通，另外一只关闭，这之间存在死区。4功率输出电路和扬声器之间用一只输出低通滤波器把音频以外的成分滤除，让音频信号进入扬声器，但不可能彻底滤除脉宽调制的载波，这也是造成失真的一个因素。7.2 D类功放的最新开展T类功率放大器针对D类功率放大器的缺陷，美国Tripath公司创造了一种称作“Digital Power ProcessingTMDPPT