相位法激光测距的理论设计(综合最新版)

1、相位法激光测距的设计电子工程学院詹雪娇 2017110459史歌2017110481第一章 引言激光，是一种自然界原本不存在的，因受激而发出的具有方向性好、亮度高、单色性好和相干性好等特性的光。物理学家把产生激光的机理溯源到1917年爱因斯坦解释黑体辐射定律时提出的假说，即光的吸收和发射可经由受激吸收、受激辐射和自发辐射三种基本过程1。所谓激光技术，就是探索开发各种产生激光的方法以及探索应用激光的这些特性为人类造福的技术的总称。30多年来，激光技术得到突飞猛进的发展，利用激光技术不仅研制了各个特色的多种多样的激光器，而且随着激光应用领域不断拓展，形成了激光唱盘唱机、激光医疗、激光加工、激光全息

2、照相、激光照排印刷、激光打印以及激光武器等一系列新兴产业。激光技术的飞速发展，使其成为当今新技术革命的先锋！激光和普通光的根本不同在于它是一种有很高光子简并度的光。光子简并度可以理解为具有相同模式(或波型、位相、波长)的光子数目,即具有相同状态的光子数目。这些特性使激光具有良好的准直性及非常小的发散角,使仪器可进行点对点的测量,适应非常狭小和复杂的测量环境。激光测距仪就是利用激光良好的准直性及非常小的发散角度来测量距离的一种仪器。激光在A、B 两点间往返一次所需时间为t, 则A、B 两点间距离D 可表示为: D = ct /2,式中, c为光在大气中传播的速度。由于光速极快, 对于一个不太大的

3、D 来说, t是一个很小的量。如:假设D =15km, c = 3 105 km / s,则t = 5 10- 5 s。由测距公式可知,如何精确测量出时间t的值是测距的关键。由于测量时间t的方法不同,便产生了两种测距方法:脉冲测距和相位测距。其中相位测距更加精确1。- 3 -第二章 国内外研究状况相位式激光测距技术的研究起始于20 世纪60年代末,到80 年代中期陆续解决了激光器件、光学系统及信号处理电路中的关键技术,80 年代后期转入应用研究阶段,并研制出了各种不同用途的样机,90年代中期,各种成熟的产品不断出现,预计近期将是其应用产品大发展的阶段,在中、近程激光测距应用方面有取代YAG激光

4、的趋势。随着激光技术的发展, 应用激光作精密光波测距系统的光源, 是现代测量仪器的一个显著特点。据近年的资料, 国外用于大地测量、城市和工程测量的各类光电测距仪约15000多台。其中, 长程及中程各占1/4, 短程测距仪占1/2。许多工业发达国家已把各种激光测距仪红外测距仪作为标准设备, 装备测量作业队。 近年来，中长程激光测距仪的技术发展有以下特点: （1） 普遍采用He -Ne激光光源, 功率为15mW; （2） 普遍采用新颖的高效调制器, 如ADP(磷酸二氢铵NH4H2PO4), KDP(磷酸二氢钾(KH2PO4), KD*P(磷酸二氘钾(KD2PO4)等；（3）向自动化和数字化方向发展

5、。中远程激光测距仪的精度主要是受到比例误差的限制, 这是值得注意的。如美国的Geodolit-3G远程激光测距仪, 其数字测相的分辨力达0.03 mm, 其固定误差为0.03 mm, 但它的比例误差仍有1 mm/km2。 为获得测线的平均气温, 气压、湿度误差影响1mm/km， 还需要用飞机沿测线作气象测定, 这对作业无疑是不方便的。对比之下, 0.03 mm的测相分辨力, 对于单色激光的远程测距, 并不必需。短程的光波测距仪通常以砷化镓半导体(GaAs)红外波段激光源的红外测距仪为主, 实用上也有少量采用He -Ne激光作光源。这类仪器普遍在向自动化、数字化与小型化、一机多能的方向发展。按仪

6、器的功能可分为单测距仪器, 测角与测距相结合的仪器, 测距、测角与计算三结合仪器(电子速测仪)及高精度的短程测距仪这四类。单测距的仪器都采用强制归心基座可与经纬仪交替使用, 以利于边角测量和导线测量的实施, 这类仪器也可采用激光光源。角、距结合的仪器有二种: 一种是测距系统作为经纬仪的附件, 积木式装在经纬仪上, 将自动测距与经纬仪测角相结合直接为水平距离并能作坐标差Dx、Dy的计算. 如DI-3及DI-3S; 另一种能将自动测距与光学测微器- 2 -广东技术师范学院本科毕业论文（相位法激光测距的理论设计）读数测角一并设计的整体型仪器, 为光电测距经纬仪,如SM112。 测角、测距、计算三结合

7、的仪器(如AG710)分主机和数据处理二个部件。测角部分采用编码度盘, 角度和距离一样都能自动数字显示。自动归算的功能包括自动计算水平距离、高差, 自动进行气象修正以及自动算出相对于测站的待定点极坐标, 并能自动记录在孔纸带上。所以这类仪器又称为电子速测仪。这类仪器的应用与普及, 将使传统的城市测量工程勘测、小区域的地形测量技术为之大大改观, 它把测距、测角、测高和计算在一台仪器上结合起来, 从而在测站上仅几秒钟之内就直接获得测量点的坐标, 并利用穿孔纸带为自动绘制地形图、断面图迅速提供了大量的原始资料。短程测距仪的精度主要是提高测相精度, 因为这类仪器的测程多数 在12km之内, 相对远距离

8、来说其比例误差的影响不是主要因素。短程测距仪的精度主要影响是固定误差, 而固定误差中又是测相误差占主要地位, 因此, 减少测相误差, 是研制高精度短程相位测距仪的关键。然而在一定的测相精度下, 提高调制频率是一个行之有效的措施。- 4 -第三章 相位法激光测距技术改进方法设计相位法激光测距是利用发射的调制光与被测目标反射的接收光之间光强的相位差所含的距离信息来实现对被测目标距离的测量。由于采用调制和差频测相技术, 具有测量精度高的优点, 广泛用于有合作目标的精密测距场合。激光相位式测距仪由于其测量精度高而被广泛地应用于军事、科学技术、生产建设等领域。相位式测距仪的基本原理是通过测量连续调幅信号

9、在待测距离上往返传播所产 生的相位延迟,来间接地测定信号传播时间,从而求得被测距离. 因此,信号相位测量的精度也就决定了激光测距仪的精度6。测距仪相关检测技术是信号检测领域里一种重要工具,它能在低信噪比的情况下提取出有用的信号,具有较强的抗噪声的能力,如同频域里的谱分析一样,时域里的相关分析几乎在信号的所有领域里都有应用,例如图像处理、卫星遥感、雷达及超声探测、医学和通信工程等。在此本文设计一种新型的激光相位式测距仪,它将现代数字信号处理技术应用于测距系统,利用数字信号处理芯片的强大的数据运算功能,对采集的信号进行数字相关运算,计算出测量信号与参考信号的相位差,继而得到距离值。31 激光相位式

10、测距的基本原理传统的相位法激光测距机,为了提高测量精度,通常需要把激光调制频率提高到几十兆甚至几百兆；为了增大量程,通常把激光调制频率降低到几兆甚至更低;为了提高测量相位的精度,通常把发射信号和回波信号与本振混频进行移相和鉴相测相。如要同时实现高精度和大量程,则需要多组激光调制频率,且随着测量精度的提高,调制频率会不断的提高,这些对电路性能要求会越来越高,电路的复杂度也会随之增大,各个信号之间的串扰会随之严重,这给高精度激光测距机的设计和制造带来很大的困难。为了克服这些困难,本文提出了一种把直接数字合成(DDS)技术与数字信号处理器(DSP)相结合的激光测距方法,利用DSP强大的实时信号处理的

11、特点和DDS 器件能在一定带宽内产生任意频率的特点,只需把调制频率限制在10兆赫兹以内就可以达到很高的测量精度和很大的量程,而且在工作量提供了一定的理论设计6。本文就其基本原理, 系统框图和误差分析- 8 -第四章数字相关检测技术改进方法设计做详细的论述。光以速度c 在大气中传播，在A、B 两点间往返一次所需时间与距离的关系可表示为：L= ct/2。上式中L 待测两点A、B 间的直线距离；c 光在大气中传播的速度；t 光往返AB 一次所需时间。由上式可知，距离测量实质是对光在AB 间传播时间的测量。由于对时间测量不够精确，所以将对时间的测量转化为对相位差的测量。相位差的测量可以达到很高的精度，

12、故而距离的测量也就达到了很高的精度7。激光测距是用无线电波段的频率,对激光束进行幅度调制并测定调制光往返一次所产生的相位延迟,再根据调制光的波长换算此相位延迟所代表的距离。即用间接方法测定出光经往返测线所需的时间,如图4.1所示。图3.1测距相位示意图Fig.4.1 range finder phase schematic drawing相位式激光测距一般应用在精密测距中。由于其精度高,一般为毫米级,为了有效地反射信号,并使测定的目标限制在与仪器精度相称的某一特定点上,对这种测距仪大多配置了被称为合作目标的反射镜。图3.2为典型的模拟测相电路的原理图8：- 7 -图3.2 模拟测相电路原理图F

13、ig. 3.2 the simulation measures the electric circuit schematic diagram为讨论方便,这里作如下假设：1) 设主频率信号和参考频率信号的初始相位为0。2) 测量的距离小于c2/ fs(一般称为光尺) ，这里c 为光速，约等于300000000m/s , fs 为调制频率。3) 假设干扰噪声为0。设主频率信号S1 = A cos ( wst ) , 参考频率信号S2 = Bcos ( wt ) , 且fs f0 , 那么接收的信号应该为R = Ccos ( ws +) 。式中:表示相位变化,那么经过混频器和低通滤波器的信号分别为：

14、E1 = Dcos ( ws - w)t , E2 = Ecos ( ws - w)t +。最后由检相电路来检测相位差, 即可得到时间差t =/2fs，距离L =c/2fs。3.2 差频测相技术3.2.1 差频测相基本原理相位式激光测距的核心就是测量反馈回路和接收回路两路信号的相位差，相位测量的误差大小直接决定距离测量的精度23。在实际的相位差测量中，要采用数据采集模块对反馈和接收两路信号进行数据采集，由于调制激光的调制信号频率高，数据采集要满足奈奎斯特采样定理，即对数据采集模块的采样频率的要求就很高，不利于数据采集。其次，相位变化与信号的频率相关，即频率越低，周期就越长，相位变化所需要的时间

15、就越长，更方便测量信号的相位，因此对于低频信号的测相精度要高于高频信号的测相精度。基于上述两方面原因，需要把高频信号转换成低频信号且转换后的低频信号的相位不变，进而对低频信号进行相位差测量，这就是差频测相。差频测相原理框图如图2.2 所示。图3.3 差频测相原理图调制激光的调制信号为主频信号，设主频信号为：本振信号为：激光发射传播一段距离后的接收信号为：反馈信号经过混频电路后的信号为：接收信号经过混频电路后的信号为：由上式可知，混频后的两路信号的相位差与混频前两路信号的相位差相同，这就是混频电路只改变频率而相位不改变的原理。所以，在相位式激光测距系统电路中加入差频测相，既可以保证数据采集的便携

16、，又能提高距离测量的精度。3.2.2 差频测相电路差频测相电路的实现，既可以使用模拟鉴相电路也可以使用数字测相电路。传统的模拟鉴相电路存在体积大、电路结构复杂、功耗大、使用不便捷等缺点，因此，现代激光测距的鉴相大多采用数字鉴相电路，数字鉴相电路结构简单，测量精度高而得到广泛应用。差频数字测相结构框图如图所示。图 3.4 数字测相结构框图数字测相电路使用频率合成器产生主频和本振信号，经过混频后的信号通过 A/D 采样进入数字信号处理器，把模拟信号的相位检测转换成数字测相，并利用 DSP 强大的数据处理能力，完成两路信号的相位计算，提高了相位测量的精度和速度。数字测相电路测量精度高、实时性好。3.

17、2.3 数字鉴相方法 数字鉴相使用计算机或者微处理器作为鉴相的核心单元，大大简化了鉴相电路结构，并且成本低廉，精度高，抗干扰能力强。常见的数字鉴相方法有相关分析鉴相法、向量内积鉴相法、基于 FFT 数字鉴相法。（1） 相关分析鉴相法中，如果两个信号分别为：其中，为两信号的相位差， N 1(t),N2(t)表示噪声信号。两信号的相关函数为：鉴相信号和噪声信号是不相关的，且不同噪声信号也是互不相关，因此可以得到：因此，可求得相位：根据自相关函数和信号幅值之间的关系，可得到如下关系式：因此两信号相位差亦可表示为：相关分析鉴相法的离散时间可表示为：把上述公式可得到两数字信号的相位差。（2）向量内积鉴相

18、法的基本原理，内积鉴相法用于求一个信号与初始相位为零的信号的相位差，向量内积鉴相法是通过傅里叶变换推导出来的。其中n为采样点数，fs为采样频率，则信号相位转换成数字信号的相位为：（3）基于 FFT 数字鉴相法原理就是首先对所求的两个信号分别进行 FFT 运算，分别找到这两个信号的主谱线，两个信号主谱线所对应的相位差就是两个信号的相位差。3.3 系统电路总体设计方案相位式激光测距系统原理框图如图所示。系统主要由控制模块、锁相环 PLL 时钟发生模块、激光发射与接收电路、光电流前端放大电路、自动增益控制模块、混频和选频电路和数据采集及相位检测组成。图 3.5 系统框图 控制器通过控制锁相环时钟发生

19、器产生调制激光的主频信号，主频调制信号与直流偏置叠加后驱动红外激光二极管，激光器一部分光束直接反馈到参考光电探测器，另外一部分光束发射并传播一段距离后经光电探测二极管接收，参考信号和接收信号都经过光电流放大电路、自动增益控制电路等信号调理电路使信号放大。经过调理后的两路信号均与本振信号进行混频滤波处理，获得低频信号，进而对低频信号进行数据采集和相位计算。下面对系统的几个主要组成部分作简要描述。（1）调制信号发生器 调制信号发生器采用低噪声、低抖动、双锁相环架构的 PLL 时钟发生器，可以有效的减小相位噪声和时钟抖动，从而改善距离测量的精度。主振信号用于调制激光器，本振信号用于混频处理以便于数据

20、采集。（2）激光器调制 信号发生器产生的的主振信号经过功率放大后，外加提供直流偏置的驱动电路驱动红外激光二极管产生调制光波，调制光波遇到目标物体后反射，光束反射至光电接收二极管，使光信号转换成微弱的电流信号，完成光信号的解调。（3）自动增益控制电路 由于光电转换后的电信号特别微弱，且为了满足之后的混频处理对输入信号幅值的要求，在光电流信号方法之后，采用了自动增益控制电路，通过调整其放大倍数使信号幅值满足混频电路的输入要求。电路中通过改变电阻值来改变控制电压端的控制电压，从而调整增益以满足信号幅值的需求。（4） 混频 由于调制信号的频率高，对采样频率要求就很高，不利于数据采集，因此为了获得中频信

21、号，调制信号通过与本振信号混频滤波后获得相位信息一致的中频信号，便于数据采集。（5）数据采集和相差计算 两路差频信号经过混频、滤波、放大后由数据采集模块对数据采集，之后通过 matlab读取采集到的数据，并在 matlab 中编写鉴相程序求得两路信号的相位差，从而计算出距离。3.4 电路设计指标分析 本文相位式激光测距系统电路设计指标为：距离测量范围为30m，实现测距精度2mm。根据公式可知，测距精度随调制信号频率的增大而减小，并考虑到测量范围以及测距最大不模糊距离等因素，系统选择10MHz的主频信号作为调制激光信号发射光束。影响距离测量精度有多方面因素，主要包括时钟源信号抖动、硬件调理电路所

22、带来的相移变化、各电路模块温漂产生的相移变化、数据采集中采样频率量化精度造成的测相误差等。系统电路设计首先需要降低时钟抖动对测距精度的影响，就必须选择低抖动低噪声的时钟源。10MHz 主频信号下，想要达到系统要求的测距精度，如果仅仅考虑时钟抖动产生2mm的测距精度，根据相位式测距公式则可以推导出测距精度公式：式中，f 为时钟抖动量化成频率误差。如果相位偏移误差为零，测量距离为 30m，因时钟抖动产生2mm误差，需时钟抖动产生的频率误差f 为667Hz的频率误差。如果时钟抖动为零，则测距精度跟相位偏移误差有关，产生2mm测距误差，测量距离30m，则相位偏移最大不超过0.024度。3.5 本章小结

23、本章详细的阐述了相位式激光测距的基本原理、差频测相技术和鉴相方法，提出了系统的总体设计方案和电路组成部分。本系统主要包括时钟产生模块，激光发射和接收模块，信号调理模块和相差检测模块，通过理论分析计算给出设计指标。第四章 锁相环时钟硬件电路设计 系统采用美国TI公司的低抖动、低噪声双锁相环架构时钟发生芯片LMK04010，可以实现五路差分2VPECL/LVPECL 信号输出，LMK04010精密时钟发生电路设计结构主要框图如图3.5所示。其中电源部分采用3.3V 电压供电；CLKin0、CLKin1为PLL1 参考时钟输入，可支持高达400MHz的频率；u Wire header接口可实现PC端

24、与主控芯片之间通讯；Fout为VCO输出，用来检测VCO 输出是否准确，进而判断电路工作是否正常；OSCin端口的VCXO的最大频率为250MHz，OSCin输入信号反馈到PLL2的相位比较器上作为PLL2的相位和频率基准，PLL2 相位比较器的基准时钟输入端还提供了一个可选用的倍频器，可以降低PLL2的带内噪声；PLL2 内部还集成了一个内置的 VCO，以及可供选择的内置环路滤波器件，可以对PLL2 提供三阶或四阶环路滤波器。VCO输出信号经过VCO 分频路由到内部时钟总线上，并通过各通道的分频器将信号独立配置到所在通道上，5个输出通道中每一个通道都有一个分频器、延迟、输出缓冲器，通过配置内

25、部16寄存器的值可以实现300k Hz到600MHz之间的频率输出。图4.1时钟硬件电路设计 本系统设计中，要求主振信号频率为10MHz，本振信号频率为10.005MHz，然而实际的锁相环时钟电路只能产生相近的频率，实际设计中产生的是主频信号频率为10.0087MHz，本振信号的频率为10.0146MHz。时钟发生模块电源使用8.4V的锂电池供电，由于时钟芯片供电电压为3.3V，因此使用AMS1117-3.3电源转换芯片将8.4V 电压转换成3.3V给时钟芯片供电。参考时钟输入选择的是CLKin1通道，采用61.44MHz的温控晶振作为作为PLL1 参考输入时钟信号，PLL1的R分频器设置为1

26、20，则 PLL1的相位探测频率PDF 为: fPDF=61.44MHZ/120=512KHZ，且电荷泵电流为 0.08m A，PLL1经过二阶环路带宽滤波器，其中窄带滤波器带宽为99Hz，可以滤除参考输入信号的绝大部分相位噪声，有效减小了输出信号的时钟抖动。实际电路中配置 PLL2_N 倍频值为303，计 算 得 到VCO输 出 频 率 为1241.088MHz。同理，设置PLL2中的R寄存器值为85，N寄存器值为859，其他值均相等，则可得到10.0146MHz的本振信号。图4.2 主频信号10.0087MHz波形图图4.3本振信号10.0146MHz波形图第五章 相位式激光测距硬件电路设

27、计5.1 相位式测距硬件电路总体设计相位式激光测距硬件电路基本原理框图如图 5.1 所示，硬件电路主要由激光调制与发射、光电接收放大、自动增益等信号调理电路、混频选频模块、数据采集及数据处理组成。图5.1 相位式激光测距硬件电路基本原理框图如图 锁相环时钟电路产生 10.0087MHz 的主频调制信号，调制信号为电压信号，而激光二极管为电流控制器件，因此必须使用跨导运算放大器将电压信号转成电流信号调制激光器，激光二极管是电流控制器件，需要一定大小的直流信号才能驱动激光发射光束，直流信号与调制电流信号共同驱动激光器，发射携带调制信号信息的红外光束。对于参考信号和接收信号，采用两路完全一致的信号调

28、理电路，设计的目的就是使两路接收信号经过调理电路时能够产生一致的相移，达到高精度的距离测量。信号经过各个电路模块，电路周围的电容电阻以及运放本身都会噪声信号有一定的相移，两路信号相移不一致就会带来很大的测相误差，造成距离测量的精度大大减小甚至达不到设计要求。例如上述硬件电路框图中的自动增益控制电路，由于测量距离有远近之分，近距离接收到的信号强而远距离传播后接收到的信号就弱，因此需要自动增益控制电路来保证输入到混频电路部分的不同距离的信号幅度一致，直接反馈接收一路完全无需增加自动增益控制电路，因为其直接接收到的信号强弱始终一样，控制好后级放大电路的增益完全可以满足混频电路输入信号幅度的要求，但是

29、，考虑到自动增益控制电路带来的相移，使两路相位改变不一致，因此采用两路完全一致的信号调理电路甚至光电放大及后级放大倍数都一致，目的是为了减小因电路本身带来的相移，提高系统的测距精度，也就是设计成这种电路结构的主要目的。另外，接收电路各个模块部分实际应该选择双路芯片，避免外部干扰而造成一定相移，并大大减小电路体积大小以及功耗。但是，考虑到项目处于初级研究阶段，实际电路均选择单运放及信号调理电路芯片来测试系统电路的性能。经过信号调理后的参考信号与测量信号频率很高，直接对其进行数据采集比较困难，对采集电路要求极高成本很大，因此需要将高频信号降到低中频段，需要混频电路来实现，系统中使用 10.0146

30、MHz 的本振信号分别与参考及接收主频信号进行混频，混频后为多频率信号，需要通过选频滤波网络使低中频信号（6k Hz）通过而滤除高频信号（20MHz），之后对两路信号采集并对信号进行数据处理得到两信号相位差。以上就是硬件电路设计的整体思路及设计方案。5.2 激光调制发射电路本文考虑到相位式激光测距系统设计的要求，需要采用体积小、转换速率快、寿命长、可以直接调制的激光器，因此系统选择体积和能耗非常小的半导体激光器作为测距光源。系统选择国产的 BLLD-PFA2-D3110A-1GR 尾纤式红外半导体激光器，其回波损耗相当低，适用于远距离传输。激光二极管是电流控制器件，因此需注入电流来激励激光二极

31、管。激光二极管均有其阈值电流这一参数，当注入激光器电流大于其阈值电流，激光器才能被激励而产生激光，当注入电流持续增大时，输出的激光亮度增强，功率增大。激光二极管是极好的光电转换器件，其量子效率高，极小的电流变化也会输出很强的光，因此系统对激光二极管驱动电流有很高的要求。在通常情况下，采用恒流驱动来驱动激光二极管，可以利用负反馈来控制整个回路从而直接控制驱动电流。课题中激光调制发射电路主要包括激光调制电路和直流偏置电路。5.2.1 激光调制电路本系统中，对激光二极管进行直接振幅调制，激光二极管是电流控制器件，并且系统使用 10.0087MHz 的高频调制信号，必需使用高速跨导运算放大器将电压调制

32、信号转换成电流调制信号，选用高速运算跨导放大器 OPA860 实现把电压信号转成电流调制信号以调制红外激光二极管，激光二极管调制电路原理图如图 5.2 所示。图 5.2 激光二极管调制电路5.2.2 直流偏置电路驱动激光二极管发射光束需要一定大小的直流信号，只有当流过激光二极管电流大于其阈值电流，激光器方可发射激光束，因此，需有直流偏置电路来驱动激光二极管。调制电流信号和直流偏置叠加后驱动红外激光二极管，使用精密运算放大器 OPA602 和PNP 型三极管 MMBT3906 提供直流偏置来驱动半导体红外激光二极管，运算放大器提供直流电压，只需选用普通的低价格的器件足以满足设计要求。直流偏置电路

33、如图 5.3所示。图 5.3 直流偏置电路精密运算放大器OPA602同向输入端接一个10k的电位器接到5V的电源上，调节滑动变阻器可以改变同向输入端的电压，根据运算放大器虚短的原理，U+=U-，电压的变化可以控制三极管输出电流的大小，这种控制电流电路结构简洁，PCB 布局方便，大大减小电路板体积，并且可以很方便的调节驱动电流大小，有利于电路的调试。考虑到红外激光二极管的最大驱动电流，为避免因调节电位器而产生过大的电流而烧掉红外激光二极管，红外激光二极管的最大驱动电流为35m A，因此把 R74电阻值设定为 200，这样即使通过调节电位器，三极管输出最大电流为 25m A，不会因调节电流而烧掉红

34、外激光二极管。5.3 光电子接收及其放大电路调制信号以激光为载波发射出去，发射后的光束一部分直接反馈到内部的光电探测器中，经光电转换后作为参考信号通过信号调理电路。另一部分光束在尾纤中传播一定距离后经探测器把光信号转换成电流信号，并对微弱的电流信号进行放大处理。5.3.1 光电流放大电路激光发射后的调制光束经过 PIN 光电二极管将光信号转换成电信号，微弱的电信号需光电流前端放大电路把电流信号转换成电压信号。光电流放大电路选用的是 ADI 公司的低噪声、1GHz Fast FET 运算放大器 ADA4817-1，它是一款高速、低失真、低噪声的运算放大器，主要应用于光电二极管放大器、数据采集前端

35、、DC 驱动器。该放大器有一个高速输出级可以驱动高负载，低噪声、皮安级输入电流使其特别适合与光电二极管前置放大器。光电流放大电路原理图如图 5.5 所示，反馈电阻即 R45 选择 2k 的电阻值，对探测器转换后的微弱电流信号放大 2000 倍，使输出信号幅度达到 40 毫伏左右，并在 R45上并联一个 0.5p F 的电容，增加电容可以在环路传输中创建一个零点，能有效的补偿极点的影响并使信号的带宽降低，使电路更加稳定。芯片电源端选择电感加电容滤波，小容值去耦电容滤除高频噪声、大容值滤除低频噪声，这种电源去耦结构设计可以大大减小电源端的噪声。输出端接小电阻可以很好的匹配两级运放，减小高频信号的反

36、射，接电容可以滤除直流信号，防止直流信号对下级电路造成影响，并且电容和下级电路输入端接电阻可以构成基本的 RC 低通滤波器，提高信号质量。、图 5.5 光电流放大电路5.4 信号调理电路设计根据探测器的回波功率这一参数，通常情况下 PIN 光电二极管探测的回波功率与被测距离的平方成反比 ，因此，测量的距离越大，探测器接收的光信号越小，经过光电流转换后的信号幅值就越小。为满足混频电路输入信号幅值的要求需要自动增益控制电路（AGC）。信号调理电路主要包括自动增益控制电路和后级信号放大电路，使信号幅值达到混频电路输入信号幅值要求。5.4.1 自动增益控制电路自动增益控制电路就是根据输入信号的大小自动

37、的调节增益从而使输出信号稳定在一定范围之内。本文采用 TI 公司的低噪声、宽频带的可变增益放大器 LMH6505，包含闭环输入缓冲、电压控制可变增益及输出运算放大器。输入缓冲是跨导级，它的增益由电阻GR 决定，输出运算放大器增益通过反馈电阻FR 来设定，最大增益VMAXA 为GFRRK / ，其中 K 为增益控制系数。增益控制输入引脚的控制电压GV 的范围为02V，考虑到电路的简洁以及成本，系统中通过电位器以及电阻外接到 5V 电源上，利用电阻分压原理通过改变电位器的值来改变控制电压引脚的电压值，从而控制运算放大器的放大倍数，直到输出信号满足系统的要求。LMH6505 理论的增益计算公式为：其

38、中 K=0.94，N=1.01V，室温下 Vc=79m V。本文设计的自动增益控制电路原理图如图 5.8 所示。系统电路设计中，RF 值设置为1.02k，RG为 340 欧，则根据公式求得电路最大的放大倍数为 2.82 倍，电压控制引脚外接一个 5k 的电位器串联一个 5k 电阻，之后并联一个 2k 的电阻接地，通过电阻分压原理计算得到，电压控制端的控制电压范围为 0.831.43V，根据公式计算求得自动增益可调节的放大倍数范围为 0.262.82 倍之间。由于之后还有一级放大电路且放大倍数为30 倍，自动增益设置的调节范围不大，使其可以压缩信号，以满足混频电路的输入信号幅度要求。图 5.8

39、自动增益控制电路5.4.2 后级放大电路为了满足混频电路输入信号幅值的要求（AD834 输入信号幅值为 1V），如果仅有自动增益控制电路，放大倍数无法满足要求，其次，参考信号和测量信号如果只通过自动增益放大，两路信号增益差会引入更大的相移，因此需要后级放大电路，使经过自动增益控制电路后的信号放大到1V左右。在设计中，考虑到宽带高速放大电路后级输入端的分布电容，分布电容成为放大电路的容性负载，很容易引发自激振荡，因此，选用电流反馈型运算放大器可以有效避免自激，其次，运算放大器输出端串联50耦合电阻能够很好的起到相位补偿避免产生自激。系统后级放大电路选择AD公司800MHz，50mW 电流反馈型运

40、算放大器 AD8001，系统后级放大电路原理图如图4.11所示，由于经过 AGC 的信号幅值为36 mV 左右，为了满足混频输入信号幅值的要求，通过选取电阻使放大倍数为30倍。实际电路测试中，输出信号波形稳定，幅值为1.02V，满足设计要求。图 5.11 后级放大电路原理图4.5 混频及选频电路4.5.1 混频和选频电路设计调制信号的频率高达 10MHz，高频信号的采集、处理都对电路有更高的要求，因此需要将高频信号频谱搬移至低中频。常用的技术就是混频处理，混频电路由混频非线性器件及带通滤波器组成，常用的混频器件有二极管、三极管、以及集成乘法器，其中乘法器混频效果最优，混频后频率成分少，有极好的

41、载波抑制能力，结构简单，因此选用AD公司的 500MHz 高速四象限模拟乘法器AD834，其频率响应范围为500MHz，乘法计算误差小于0.5%，满量程1V 信号输入，4m A 差分电流输出。当采用单端输入方式时，如果信号源内阻为50，则会在输入端产生1.125 mV的失调电压，为消除该失调电压，可在另一个输入端接一个与信号源内阻等值的电阻接地即可。系统混频选频电路原理图如图5.14所示。图 5.14 混频及选频电路原理图系统混频输入端的两个信号频率分别为10.0087MHz 和10.0146MHz 频率的正弦波，经过混频电路后，频率成分比较复杂，而我们需要的是低频信号，因此需要选频电路使6k Hz 信号通过而高频信号被滤除。选频电路选择的是电压传输函数大于1的无源RC带通选频电路，该电路独特的优点就是电