高频电子线路第6章

1、第6章 幅度调制、解调与变频6.1 概述6.2 非线性电路的分析方法6.3晶体三极管频谱线性搬移电路晶体三极管频谱线性搬移电路6.4 振幅调制振幅调制6.5 解调解调6.6 变频变频6.1 概 述1.1.什么叫频谱（率）变换电路？什么叫频谱（率）变换电路？ 线性放大电路的特点是其输出信号与输入信号具有某种特线性放大电路的特点是其输出信号与输入信号具有某种特定的线性关系。从时域上讲定的线性关系。从时域上讲, 输出信号波形与输入信号波形相同输出信号波形与输入信号波形相同, 只是在幅度上进行了放大；只是在幅度上进行了放大； 从频域上讲从频域上讲, 输出信号的频率分量与输出信号的频率分量与输入信号的频

2、率分量相同。输入信号的频率分量相同。 然而然而, 在通信系统和其它一些电子设在通信系统和其它一些电子设备中备中, 需要一些能实现频率变换的电路。这些电路的特点是其输需要一些能实现频率变换的电路。这些电路的特点是其输出信号的频谱中产生了一些输入信号频谱中没有的频率分量出信号的频谱中产生了一些输入信号频谱中没有的频率分量, 即即发生了频率分量的变换发生了频率分量的变换, 故称为频率变换电路。故称为频率变换电路。 例如，倍频就是将频率较低的信号通过倍频变换成频率较高例如，倍频就是将频率较低的信号通过倍频变换成频率较高的信号。又如，调幅波就是将频率很低的音频信号或视频信号调的信号。又如，调幅波就是将频

3、率很低的音频信号或视频信号调制到高频的幅度上去。再如，检波电路就是将载有音频信号或视制到高频的幅度上去。再如，检波电路就是将载有音频信号或视频信号还原成音频信号或视频信号。频信号还原成音频信号或视频信号。 频率变换电路属于非线性电路频率变换电路属于非线性电路, 其频率变换功能应由非其频率变换功能应由非线性元器件产生。线性元器件产生。 在高频电子线路里在高频电子线路里, 常用的非线性元器件常用的非线性元器件有非线性电阻性元器件和非线性电容性元器件。有非线性电阻性元器件和非线性电容性元器件。 如不考虑晶如不考虑晶体管的电抗效应体管的电抗效应, 它的输入特性、转移特性和输出特性均具有它的输入特性、转

4、移特性和输出特性均具有非线性的伏安特性非线性的伏安特性, 所以晶体管可视为非线性电阻性器件。所以晶体管可视为非线性电阻性器件。 变容二极管就是一种常用的非线性电容性器件。变容二极管就是一种常用的非线性电容性器件。 虽然在线性放大电路里也使用了晶体管这一非线性器件虽然在线性放大电路里也使用了晶体管这一非线性器件, 但是必须采取一些措施来尽量避免或消除它的非线性效应或但是必须采取一些措施来尽量避免或消除它的非线性效应或频率变换效应频率变换效应, 而主要利用它的电流放大作用。而主要利用它的电流放大作用。 例如例如, 使小信使小信号放大电路工作在晶体管非线性特性中的线性范围内号放大电路工作在晶体管非线

5、性特性中的线性范围内, 在丙类在丙类谐振功放中利用选频网络取出输入信号中才有的有用频率分谐振功放中利用选频网络取出输入信号中才有的有用频率分量而滤除其它无用的频率分量量而滤除其它无用的频率分量, 等等。等等。 频谱变换电路频谱变换电路频谱搬移电路频谱搬移电路频谱非线性频谱非线性变换电路变换电路调幅及解调电路调幅及解调电路混频电路混频电路倍频电路倍频电路普通调幅及解调电路普通调幅及解调电路单边带调幅解调电路单边带调幅解调电路双边带调幅解调电路双边带调幅解调电路调频电路调频电路调频波的解调调频波的解调电路限幅器电路限幅器直接调直接调频电路频电路间接调间接调频电路频电路变容二极管调频电路变容二极管调

6、频电路晶体管振荡器直接调频电路晶体管振荡器直接调频电路电容话筒调频电路电容话筒调频电路电抗管调频电路电抗管调频电路斜率鉴频器斜率鉴频器 相位鉴频器相位鉴频器 比例鉴频器比例鉴频器 移相乘积鉴频器移相乘积鉴频器 脉冲均值鉴频器脉冲均值鉴频器 锁相环鉴频器锁相环鉴频器 跟相环鉴频器跟相环鉴频器2.分类分类6.2 非线性电路的分析方法 频谱搬移电路频谱搬移电路（a）频谱的线性搬移频谱的线性搬移;（b）频谱的非线性搬移频谱的非线性搬移 0f(a)0ffc0f(b)0ffc6.2.1 非线性函数的级数展开分析法 非线性器件的伏安特性非线性器件的伏安特性,可用下面的非线性函数来可用下面的非线性函数来表示表

7、示: 式中式中,u为加在非线性器件上的电压。一般情况下为加在非线性器件上的电压。一般情况下, uEQ+u1+u2,其中其中EQ为静态工作点为静态工作点,u1和和u2为两个输入为两个输入电压。用泰勒级数将式（电压。用泰勒级数将式（6.1）展开）展开,可得可得( )if u(6.1)2011221212120()()()()nnnnniaa uua uua uua uu(6.2) 式中式中, an（n=0,1,2,）为各次方项的系数为各次方项的系数,由下式确定由下式确定:1212012001( )1()!()Qnnnu EQnnnmn mmnmnmn mmnnmmd f uafEndunuuC u

8、uia C uu (6.3) (6.4)(6.5) 式中式中, Cmn=n！m！（！（n-m）！）！为二项式系数为二项式系数,故故 可见，当非线性器件同时受两个电压作用时，响应可见，当非线性器件同时受两个电压作用时，响应电流中存在两个电压的相乘项电流中存在两个电压的相乘项2a2u1u2。 若作用在非线性器件上的两个电压均为余弦信号若作用在非线性器件上的两个电压均为余弦信号,即即u1U1cos1t,u2U2cos2t,代入式（代入式（6.2）,经过计算，可以得到下列结经过计算，可以得到下列结论：论：1。输出电流中的直流分量，除了由静态工作点所确定的静态分量外，。输出电流中的直流分量，除了由静态工

9、作点所确定的静态分量外，还增加了由于非线性变换而引入的新分量；还增加了由于非线性变换而引入的新分量；2。输出电流中包含由下列通式表示的无限多个组合频率分量：。输出电流中包含由下列通式表示的无限多个组合频率分量： (6.6) 当当p=1,q=1时的频率时的频率 分量是有用相乘项产生分量是有用相乘项产生的，而其他组合频率分量是无用相乘项产生的。的，而其他组合频率分量是无用相乘项产生的。3。所有组合频率都是成队出现的，如。所有组合频率都是成队出现的，如 与与 ， 与与 ；4。和差频率的出现使非线性器件能够实现频谱搬移，但其中某些频。和差频率的出现使非线性器件能够实现频谱搬移，但其中某些频率分量可能落

10、入有用信号频带内而形成干扰。率分量可能落入有用信号频带内而形成干扰。|21112121212212|21qppq非线性电路完成频谱的搬移非线性电路完成频谱的搬移 非线性器 件滤波器u1uou26.2.2 线性时变电路分析法线性时变电路分析法 将式（6.1）在EQ+u2上对u1用泰勒级数展开,有12222121( )21()1()()()2!1()!QQQQnnQif Euuf EufEu ufEu ufEu un(6.7) 与式（6.5）相对应,有2220122122222()()()2!QnnnQnnmnQnnnf Eua ufEuna ufEuCa u(6.8) 若u1足够小,可以忽略式（

11、6.7）中u1的二次方及其以上各次方项,则该式化简为221()()QQif EufEu u(6.9) 考虑考虑u1和和u2都是余弦信号都是余弦信号,u1U1cos1t,u2U2cos2t,时变偏置电压时变偏置电压EQ（t）=EQ+U2cos2t,为一周期性为一周期性函数函数,故故I0（t）、）、g（t）也必为周期性函数也必为周期性函数,可用傅里叶可用傅里叶级数展开级数展开,得得01( )( )iI tg t u（6.10) 022002022220222( )(cos)coscos( )(cos)coscosQQI tf EUtItItg tfEUtgtgt（6.11）(6.12) g2cos

12、w2t和和u1相乘为有用相乘项相乘为有用相乘项,可完成频谱搬可完成频谱搬移移,其余为无用项其余为无用项.两个展开式的系数可直接由傅里叶系数公式求得0022212222022222221(cos)21(cos)cos1,2,3,1(cos)21(cos)cos1,2,3,QkQQkQIf EUt dtIf EUtktdtkgfEUt dtgfEUtktdtk(6.13) (6.14) 线性时变电路完成频谱的搬移 线性时变器 件滤波器u1uou26.2.3 单差分对电路1.电路 基本的差分对电路如图所示。图中两个晶体管和两 个电阻精密配对（这在集成电路上很容易实现）。 00120()()22eeI

13、IiiIII (6.15) 差分对原理电路差分对原理电路 Ec Ecube2ube1uDAuoABie2ie1V1V2RLRLic1ic2I02. 传输特性传输特性 设设1,V2管的管的1，则有则有ic1ie2,ic2ie2,可得晶体管的可得晶体管的集电极电流与基极射极电压集电极电流与基极射极电压ube的关系为的关系为 112212bebeTbebeTuquVKTcssuquVKTcssiI eI eiI eI e(6.16) 由式(6.15)，有12121()012221(1)bebebebeTTTTuuuuVVVccsscuVcIiiI eI eieie(6.17) 010111TTcuV

14、cuVIieIie(6.18) (6.19) 式中，u=ube1-ube2类似可得000010010022tanh()22221tanh()22tanh()22TcuTVcTcTIIIIuiVeIIuiVIIuiV(6.20) (6.21) (6.22) 双端输出的情况下有2121120()()()tanh()occccLccLLccLTuuuEi REi RuR iiR IV(6.23) 可得等效的差动输出电流io与输入电压u的关系式0tanh()oTuiIV(6.24) （1）ic1、ic2和和io与差模输入电压与差模输入电压u是非线性关是非线性关系系双曲正切函数关系双曲正切函数关系,与恒

15、流源与恒流源I0成线性关系。双成线性关系。双端输出时端输出时,直流抵消直流抵消,交流输出加倍。交流输出加倍。 （2）输入电压很小时）输入电压很小时,传输特性近似为线性关系传输特性近似为线性关系,即工作在线性放大区。这是因为当即工作在线性放大区。这是因为当|x|100mV时时,电路电路呈现限幅状态呈现限幅状态,两管接近于开关状态两管接近于开关状态,因此因此,该电路可作该电路可作为高速开关、限幅放大器等电路。为高速开关、限幅放大器等电路。 （4）小信号运用时的跨导即为传输特性线性）小信号运用时的跨导即为传输特性线性区的斜率区的斜率,它表示电路在放大区输出时的放大能力它表示电路在放大区输出时的放大能

16、力, 000202omuTiIgIuV(6.25) 差分对的传输特性差分对的传输特性 (5）当输入差模电压）当输入差模电压u=U1cos1t时时,由传输特由传输特性可得性可得io波形波形,如图。其所含频率分量可由如图。其所含频率分量可由tanh（u/2VT）的傅里叶级数展开式求得的傅里叶级数展开式求得,即即01131510211121111( )( )cos( )cos3( )cos5( )cos(2 cos 1)1( )tanh()cos(21)2onnni tIxtxtxtIxntxxtntdt(6.26) (6.27) 差分对作放大时差分对作放大时io的输出波形的输出波形0iouu0tt

17、io0 3. 差分对频谱搬移电路差分对频谱搬移电路 差分对电路的可控通道有两个差分对电路的可控通道有两个:一个为输入差模一个为输入差模电压电压,另一个为电流源另一个为电流源I0;故可把输入信号和控制信号分故可把输入信号和控制信号分别控制这两个通道。别控制这两个通道。 差分对频谱搬移电路差分对频谱搬移电路 H(j)H(j)EcuA EcuBV3V1V2uoRe33300000( )(1)( )( )tanh()(1)tanh()22( )(1)2AbeeeeeBBeoeeeeeABAoTeTBAoeTuui REEuuEi tiIIRRERuuui tI tIVEVuui tIEV（6.28）

18、(6.29)(6.30)(6.31) 6.2.4 双差分对电路双差分对电路 双差分对频谱搬移电路如图所示。它由三个基双差分对频谱搬移电路如图所示。它由三个基本的差分电路组成本的差分电路组成,也可看成由两个单差分对电路组成。也可看成由两个单差分对电路组成。V1、V2、V5组成差分对电路组成差分对电路,V3、V4、V6组成差分对组成差分对电路电路,两个差分对电路的输出端交叉耦合。两个差分对电路的输出端交叉耦合。 io= iI- iII=(i1+ i3)-(i2+ i4) =(i1-i2)-(i4-i3) （6.32） 双差分对电路 EcV2V1V4V3V6V5RLuouAuBI0i1i2i3i4i

19、6i5i1RLi2125436565600tanh()2tanh()2()tanh()2tanh()2tanh()tanh()22ATATAoTBTABoTTuiiiVuiiiVuiiiVuiiIVuuiIVV(6.33) (6.34) (6.35) （6.36） 当u1=U1cos1t,u2=U2cos2t时,代入式（6.36）有2112121200()()cos(21)cos(21)oomnmniIxxmtnt (6.37) 120122224ooTTTuuIiIu uVVV(6.38) 接入负反馈时的差分对电路接入负反馈时的差分对电路V5Re2V6ie5ie6I0uB5526521122

20、Bbeeebeeeuui Rui R (6.39) 式中,ube5-ube6=VTln（ie5/ie6）,因此上式可表示为 55626556265625621ln()21()ln211 1()()22 2eBTeeeeeeeeTeBeeeeiuViiRiiiiRViuiiRii R(6.40) (6.41) (6.42) 考虑到ie5ie6=I0,则由式（6.42）可知,为了保证ie5和ie6大于零,uB的最大动态范围为00222222tanh()22()BeBAoeToABeIuIRuuiRViKt uR 将式（6.42）代入式（6.36）,双差分对的差动输出电流可近似为 (6.43) (6

21、.44)(6.45) 6.3 晶体三极管频谱线性搬移电路晶体三极管频谱线性搬移电路 可将可将ic表示为表示为 1212113( )11()()( )1( )( )( )211( )( )3!cbebbcbbbnnbbif uf uuEf E tuif E tf E t ufE t ufE t ufE t un在时变工作点处在时变工作点处,将上式对将上式对u1展开成泰勒级数展开成泰勒级数,有有（6.46） (6.47) 晶体三极管频谱搬移原理电路晶体三极管频谱搬移原理电路 EbEcu2u1f0ic 下图图给出了给出了icube曲线曲线,同时画出了同时画出了Ic0（t）波形波形,其其表示式为表示式

22、为000012022( )( )01222( )coscos2()( )( )coscos2bebbebcccccbebuEtuEtbebemmmmItIItItdidf uf E tdudugtggtgt(6.48) (6.49) （6.50） 式中式中,gm0是是gm（t）的平均分量（直流分量）的平均分量（直流分量）,它不它不一定是直流工作点一定是直流工作点Eb处的跨导。处的跨导。gm1是是gm（t）中角频中角频率为率为2分量的振幅分量的振幅时变跨导的基波分量振幅。时变跨导的基波分量振幅。三极管电路中的时变电流和时变跨导 三极管电路中的时变电流和时变跨导 ( )( )( )012221(

23、),1,2,3,!( )coscos2,1,2,3,bebnncbuEtnbenbnnnd ifE tnndufE tCCtCtn也是u2的函数,同样频率为2的周期性函数,可以用傅里叶级数展开, (6.51) (6.52) 将式（6.48）、（6.50）、（6.52）代入式（6.47）,可得2( )20111000120220122211012221111( )( )( )( )2!coscos2(coscos2)cos1(coscos2)cos!nccmbbcccmmmnnnnniItgt uf E t ufE t unIItItggtgtUtCCtCtUtn(6.53) .21,0,1,2

24、,p qpqp q （6.54） 一般情况下,由于U1。根据振幅调制信号的定义根据振幅调制信号的定义,已调已调信号的振幅随调制信号信号的振幅随调制信号u线性变化线性变化,由此可得振幅调制由此可得振幅调制信号振幅信号振幅Um（t）为为 Um(t)=UC+UC（t）=UC+kaUcost =UC(1+mcost) （6.4.3） 式中式中,UC（t）与调制电压与调制电压u成正比成正比,其振幅其振幅UC=kaU与载波振幅之比称为调幅度（调制度）与载波振幅之比称为调幅度（调制度） CaCCUk UmUU (6.4.4) 式中式中,ka为比例系数为比例系数,一般由调制电路确定一般由调制电路确定,故又称故

25、又称为调制灵敏度。为调制灵敏度。 由此可得调幅信号的表达式由此可得调幅信号的表达式 uAM(t)=UM(t)cosct=UC(1+mcost)cosct （6.4.5）AM调制过程中的信号波形调制过程中的信号波形 上面的分析是在单一正弦信号作为调制信号的情况下进上面的分析是在单一正弦信号作为调制信号的情况下进行的行的,而一般传送的信号并非为单一频率的信号而一般传送的信号并非为单一频率的信号,例如是一连例如是一连续频谱信号续频谱信号f（t）,这时这时,可用下式来描述调幅波可用下式来描述调幅波: ( )1( )cosAMCcutUmf tt（6.4.6） 式中式中,f（t）是均值为零的归一化调制信

26、号是均值为零的归一化调制信号, |f（t）|max=1。若将调制信号分解为若将调制信号分解为11( )cos()( )1cos()cosnnnnAMCnnncnf tUtutUUtt则调幅波表示式为则调幅波表示式为(6.4.7)非正弦实际调制信号的调幅波形非正弦实际调制信号的调幅波形(b)uAM(t)f (t)tt(a)包络未调制00 2) 调幅波的频谱调幅波的频谱 由前图（由前图（c）可知可知,调幅波不是一个简单的正弦波形。调幅波不是一个简单的正弦波形。在单一频率的正弦信号的调制情况下在单一频率的正弦信号的调制情况下,调幅波如式（调幅波如式（6.4.5）所描述。将式（所描述。将式（6.4.5

27、）用三角公式展开）用三角公式展开,可得可得(6.4.8) 可见可见,单一频率信号调制的调幅波包含三个频率分单一频率信号调制的调幅波包含三个频率分量量, 由三个高频正弦波叠加而成由三个高频正弦波叠加而成. 调制信号的幅度及频调制信号的幅度及频率信息只含在边频分量中率信息只含在边频分量中.tUmtUmtUtucCcCcCAM)cos(2)cos(2cos)( 单音调制时已调波的频谱单音调制时已调波的频谱 （a）调制信号频谱（调制信号频谱（b）载波信号频谱载波信号频谱 （c）AM信号频谱信号频谱U0F(a)fUc0(b)ffc10(c)ffcfc Ffc F2Fm/2m/2 语音信号及已调信号频谱语

28、音信号及已调信号频谱 （a）语音频谱（语音频谱（b）已调信号频谱已调信号频谱 振幅0(a)f / Hz3003 400振幅0(b)f / Hzfc 3 400fc 3 400fc 实际上的调制信号往往不是单纯的简谐波实际上的调制信号往往不是单纯的简谐波,而是有许多而是有许多频率成分组成的一个符合信号频率成分组成的一个符合信号. 因此其频谱是上下边带因此其频谱是上下边带. 频频带宽度是最高频率的两倍带宽度是最高频率的两倍. 3）调幅波的功率）调幅波的功率 调幅波加在负载两端调幅波加在负载两端,则在负载电阻则在负载电阻RL上消耗的载上消耗的载波功率为波功率为2222221221( )1(1cos)

29、22(1cos)CCccLLAMcCLLcuUPdtRRutPdtUmtRRPmt(6.4.9) (6.4.10) 在负载电阻在负载电阻RL上上,一个载波周期内调幅波消耗的功率为一个载波周期内调幅波消耗的功率为由此可见由此可见, P是调制信号的函数是调制信号的函数,是随时间变化的。是随时间变化的。 上、下边频的平均功率均为上、下边频的平均功率均为2221()2241(1)22CcLavcmUmPPRmPPdtP (6.4.11) (6.4.12)AM信号的平均功率信号的平均功率 side 由上式可以看出由上式可以看出,AM波的平均功率为载波功率与波的平均功率为载波功率与两个边带功率之和。而两个

30、边频功率之和与载波功率两个边带功率之和。而两个边频功率之和与载波功率的比值为的比值为边频功率 载波功率 22m(6.4.13) 同时可以得到调幅波的最大功率和最小功率同时可以得到调幅波的最大功率和最小功率,它们它们分别对应调制信号的最大值和最小值为分别对应调制信号的最大值和最小值为2max2min(1)(1)ccPPmPPm(6.4.14) 由式由式(6.4.13)可知可知, 当当m值减小时值减小时,边频功率所占的百分比更小边频功率所占的百分比更小.因而浪费能量因而浪费能量. 这是普通调幅的缺点。这是普通调幅的缺点。 普通调幅的优点是普通调幅的优点是, 设备简单设备简单, 解调简单，占用频带窄

31、解调简单，占用频带窄, 多用多用于无线电广播系统中于无线电广播系统中. 2. 双边带信号双边带信号 在调制过程中在调制过程中,将载波抑制就形成了抑制载波双边将载波抑制就形成了抑制载波双边带信号带信号,简称双边带信号。它可用载波与调制信号相乘简称双边带信号。它可用载波与调制信号相乘得到得到,其表示式为其表示式为( )( )( )( )cos( )cosDSBCDSBCccutkf t kf t uutkU U ttg tt在单一正弦信号在单一正弦信号u=Ucost调制时调制时,（6.4.16） （6.4.15） 可见可见, 双边带调制同样能实现频谱搬移双边带调制同样能实现频谱搬移, DSB波的幅

32、波的幅度随调制信号变化度随调制信号变化, 但包络不再反映调制信号的形状但包络不再反映调制信号的形状, 并并且已调信号的平均值为零且已调信号的平均值为零.DSB信号波形信号波形 u0(a)uCtuDSB(t)0t(b)(c)t001800U(t) U cost 3. 单边带信号单边带信号 单边带（单边带（SSB）信号是由信号是由DSB信号经边带滤波器滤信号经边带滤波器滤除一个边带或在调制过程中除一个边带或在调制过程中,直接将一个边带抵消而成。直接将一个边带抵消而成。单频调制时单频调制时,uDSB（t）=kuuC。当取上边带时当取上边带时( )cos()( )cos()SSBcSSBcutUtut

33、Ut（6.4.17）（6.4.18）取下边带时取下边带时 可见可见, SSB波的包络不能反映调制信号的变化幅度波的包络不能反映调制信号的变化幅度.单边带调幅信号的带宽与调制信号相同单边带调幅信号的带宽与调制信号相同,是普通调幅和是普通调幅和DSB带宽的一半带宽的一半. 因此因此, SSB不仅节省能量，而且节省不仅节省能量，而且节省带宽带宽, 提高了频带的利用率提高了频带的利用率, 有助于解决信道的拥挤问有助于解决信道的拥挤问题题. 在总功率相等的情况下在总功率相等的情况下, 接受端信噪比提高接受端信噪比提高, 通信距通信距离大大增加离大大增加.单音调制的单音调制的SSB信号波形信号波形 uSS

34、B(t)0tfc FU单边带调制时的频谱搬移单边带调制时的频谱搬移 0F(a)f0(b)ffcfc F0(c)f 6.4.2 振幅调制电路振幅调制电路 AM、DSB、SSB信号都有个共同项，即调制信号信号都有个共同项，即调制信号与载波信号的乘积。因而实现电路应包含乘机项。与载波信号的乘积。因而实现电路应包含乘机项。 1. AM调制电路调制电路 AM信号的产生可以采用高电平调制和低电平调制信号的产生可以采用高电平调制和低电平调制两种方式完成。目前两种方式完成。目前,AM信号大都用于无线电广播信号大都用于无线电广播,信信号无须放大就可发送出去号无须放大就可发送出去.因此多采用高电平调制方式。因此多

35、采用高电平调制方式。 1)高电平调制高电平调制 高电平调制主要用于高电平调制主要用于AM调制调制,这种调制是在高频这种调制是在高频功率放大器中进行的。通常分为功率放大器中进行的。通常分为基极调幅、集电极调基极调幅、集电极调幅以及集电极基极幅以及集电极基极(或发射极或发射极)组合调幅。其基本工作原组合调幅。其基本工作原理就是利用某一极的直流电压来控制集电极高频电压理就是利用某一极的直流电压来控制集电极高频电压的振幅。的振幅。 集电极调幅电路集电极调幅电路 ucT1EcT2Ec0uuAMT3调制信号调制信号调幅波输出调幅波输出载波载波集电极调幅的波形集电极调幅的波形 (a)t(b)ttttuCEc

36、0 uEc000ic0ic10Ic10Ecu0t0Ic1Ec0临界欠压区过压区 基极调幅电路基极调幅电路 在小功率情况下，可采用基极调幅。为了让在小功率情况下，可采用基极调幅。为了让Eb控制控制Ic1,放大器应工作在欠压状态。电路简单，但放大器应工作在欠压状态。电路简单，但效率低，用于小功率、失真度要求较低的发射机中。效率低，用于小功率、失真度要求较低的发射机中。RLuC1C2ucC3C4C6C5EcR1LBCBLB1 基极调幅的波形基极调幅的波形 t0EbIc1Ebmin欠压区过压区Ic1ic1ub00ttEb0EbmaxEbcr 2) 低电平调制低电平调制 (1)二极管电路。用单二极管电路

37、和平衡二极管电二极管电路。用单二极管电路和平衡二极管电路作为调制电路路作为调制电路,都可以完成都可以完成AM信号的产生信号的产生,如下图为如下图为单二极管调制电路。当单二极管调制电路。当UCU时时, 流过二极管的电流流过二极管的电流iD为为 coscos22()()DDDDCcDDCcCcgggiUUtUtggUtUt (6.4.19) 输出输出H(jw) 对载波调谐对载波调谐, 最后输出频率分量为最后输出频率分量为 , 输出信号是输出信号是AM信号。信号。ccc, 单二极管调制电路及频谱单二极管调制电路及频谱 uuo(t)H(j)VDucuDiDi(a)0(b)fFfc2fc3fc (2)

38、利用模拟乘法器产生普通调幅波利用模拟乘法器产生普通调幅波0(1)tanh()2bAoeTuuiIEV(6.4.20) 若将uC加至uA,u加到uB,则有00135(1cos)tanh(cos)2(1cos)( )coscos3cos5oceTcccUUiIttEVImtxttt (6.4.21) 式中,m=U/Ee,x=UCVT。若集电极滤波回路的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,则经滤波后的输出电压01( )(1cos)cosoLcuI Rxmtt(6.4.22) 利用模拟乘法器产生利用模拟乘法器产生AM信号信号 MC1596G23610591 k1 k3.9 k3.9 k12 V

39、0.1 FAM信号输出6.8 k5150 k750750ma值调节510.1F60 mV载波调制信号uC(t)u(t)1 k0.1F51(b)4187300 mV(max)BG31415 V3.3 k3.3 k3 k8.3 k8.3 kYos微调Xos微调u(t)uC(t)10 k(调节ma值)5498126 10111214uo(t)调幅信号输出6.8 k0.1 F1 F Vcc(a)3137 2. DSB调制电路调制电路 1)二极管调制电路二极管调制电路 单二极管电路只能产生单二极管电路只能产生AM信号信号,不能产生不能产生DSB信信号。二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生号。二极管平衡

40、电路和二极管环形电路可以产生DSB信号。信号。 2()22coscos()cos()22cos(3)cos(3)33LDcDDcDcDcDcig Kt ug Utg Utg Utg Utg Ut (6.4.23) iL中包含中包含F分量和分量和(2n+1)fcF(n=0,1,2,)分量分量,若输若输出滤波器出滤波器的中心频率为的中心频率为fc,带宽为带宽为2F,谐振阻抗为谐振阻抗为RL,则输则输出电压为出电压为 22cos()cos()4coscosoLDcLDcLDcuRg UtRg UtR gUtt(6.4.24) 二极管平衡调制电路二极管平衡调制电路 带通滤波器T1RLT2ucVD1VD

41、2N2uD1uD2AN1N1OBN2ON1uN2uo(t) 二极管平衡调制器波形二极管平衡调制器波形 i1 i2(a)i20t(b)(d)(c)uot00ti10tuD1uD2i2i100t uu 平衡调制器的一种实际线路平衡调制器的一种实际线路 RLucVD12/5 pF0.01C1C2VD2C34.7 pFR34747R2R22 kuT 为进一步减少组合分量,可采用双平衡调制器(环形调制器)。输出电流可表示为 442()2coscos3cos38cosLDcDccoLDcig Kt ugttUtuR g U tt(6.4.25) (6.4.26) 经滤波后,有 双平衡调制器电路及波形双平衡

42、调制器电路及波形 T1RLT2iLucVD1VD2ui2VD3VD4i3i4u(a)(b)tttt0000uoiLiL1iL1i1 调制电压反向加于两桥的另一对角线上。如果忽略晶体管输入阻抗的影响,则图中ua(t)为 1111( )()4( )coscosacdLocedRu tu KtRrRRu tUttR Rr 因晶体管交流电流iC=ieie=ue(t)/Re,所以输出电压为(6.4.27) (6.4.28) 双桥构成的环形调制器双桥构成的环形调制器 BR2R2AABL2L2uL2uCL3R1ua(t)Re EeRLLCf0 fcEcuo(t) 2) 差分对调制器差分对调制器 在单差分电路

43、中在单差分电路中,将载波电压将载波电压uC加到线性通道加到线性通道,即即uB=uC,调制信号调制信号u加到非线性通道加到非线性通道,即即uA=u,则双端输则双端输出电流出电流io(t)为为13( )(1cos)tanh(cos)2(1cos)( )cos( )cos3oocTocUi tImttVImtxtxt (6.4.29) 式中,I0=Ee/Re,m=UC/Ee,x=U/VT。经滤波后的输出电压uo(t)为 01( )( )coscoscoscosoLcocu tI R mxttUtt(6.4.30) 差分对差分对DSB调制器的波形调制器的波形 UCUC0 UC0uioioU0utuDS

44、B(t)(a)(b)(c)tt00 双差分对电路的差动输出电流为双差分对电路的差动输出电流为 002( )tanh()tanh()221( )4ABoTToCTuui tIVVIi tu uV(6.4.31) (6.4.32) 若U、UC均很小,上式可近似为 双差分对电路等效为一模拟乘法器双差分对电路等效为一模拟乘法器,不用加滤不用加滤波器就可得到波器就可得到DSB信号信号.双差分调制器实际线路 12 V0.477501002.7 kW1100副载波12 V0.1250I5I6I1I2I3I4V4V3V2V1W21003 kV5aV5bV6bV6a1 kW33.9 kW415 k300300I

45、012 V300300V7V8色差信号3 k2 k 3. SSB调制电路调制电路 SSB信号是将双边带信号滤除一个边带形成的。根信号是将双边带信号滤除一个边带形成的。根据滤除方法的不同据滤除方法的不同,SSB信号产生方法有好几种信号产生方法有好几种,主要有主要有滤波法和移相法两种。滤波法和移相法两种。 1) 滤波法滤波法 下图是采用滤波法产生下图是采用滤波法产生SSB的发射机框图。的发射机框图。 滤波法产生滤波法产生SSB信号的框图信号的框图 音 放F1第路话调制器上边带滤波器音 放F2第路话调制器上边带滤波器单边带信号产生器fc F1fc F2频率合成器第 一混频器第 二混频器线性放大功放f

46、1f2fc500 kHz 理想边带滤波器的衰减特性理想边带滤波器的衰减特性 阻带40通带阻带过滤带b/dB0fcfc Fminfc Fminfc Fmaxf 2) 移相法移相法 移相法是利用移相网络移相法是利用移相网络,对载波和调制信号进行适对载波和调制信号进行适当的相移当的相移,以便在相加过程中将其中的一个边带抵消而以便在相加过程中将其中的一个边带抵消而获得获得SSB信号。信号。 移相法的优点是省去了边带滤波器移相法的优点是省去了边带滤波器,但要把无用边但要把无用边带完全抑制掉带完全抑制掉,必须满足下列两个条件必须满足下列两个条件: (1)两个调制器输出的振幅应完全相同两个调制器输出的振幅应

47、完全相同 (2)移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的2相移。相移。移相法移相法SSB信号调制器信号调制器 平 衡调制器A /2平 衡调制器B /2f (t)f (t)cos ctcosctsinctf (t)sin ctuSSB上边带下边带0F ()0cc0F ()j0cc移相法的另一种移相法的另一种SSB调制器调制器4545低 通高频功放SSB信号输出2224f0DECBA(a)tAtBtCtDtE(b)000006.5 调幅信号的解调调幅信号的解调 解调解调：从高频已调信号中恢复出调制信号的过程。从高频已调信号中恢复出调制信号的过程。 检波检波：

48、对调幅波的解调过程。：对调幅波的解调过程。6.5.1 调幅解调的方法调幅解调的方法 振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。由于正比的检波方法。由于AM信号的包络与调制信号成线信号的包络与调制信号成线性关系性关系,因此包络检波只适用于因此包络检波只适用于AM波。其原理框图如波。其原理框图如图所示。图所示。 包络检波的原理框图包络检波的原理框图 ui非线性电路(器件)低 通滤波器u00fttf00F(a)(b)fc Ffcfc F同步解调器的

49、框图同步解调器的框图 插入载波同步解调器低通滤波器uUcos (ctc)DSB信号SSB信号或ffc Ffcfc Fffc F00fF0 6.5.2 二极管峰值包络检波器二极管峰值包络检波器 1原理电路及工作原理原理电路及工作原理 下图是二极管峰值包络检波器的原理电路。它是下图是二极管峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管由输入回路、二极管VD和和RC低通滤波器组成。低通滤波器组成。 11cRRCC 式中式中,c为输入信号的载频为输入信号的载频,在超外差接收机中则为中在超外差接收机中则为中频频I为调制频率。在理想情况下为调制频率。在理想情况下,RC网络的阻抗网络的阻抗Z应应为为()0

50、()cZZR 二极管峰值包络检波器二极管峰值包络检波器(a)原理电路原理电路 (b)二极管导通二极管导通 (c)二极管截止二极管截止 uiCRVDuo(a)CRuoui(b)CR(c)uo加入等幅波时检波器的工作过程加入等幅波时检波器的工作过程 uCU1U2uiU3uCU4tUAUB0通断断通(a)(b)(c)t00 0tUouoiDUav 从这个过程可以得出下列几点从这个过程可以得出下列几点: (1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻电容对电阻R放电的交替重复过程。放电的交替重复过程。 (2)由于由于RC时常数远大于输入电压载波周期时常

51、数远大于输入电压载波周期,放电放电慢慢,使得二极管负极永远处于正的较高的电位使得二极管负极永远处于正的较高的电位(因为输出因为输出电压接近于高频正弦波的峰值电压接近于高频正弦波的峰值,即即UoUm)。 (3)二极管电流二极管电流iD包含平均分量包含平均分量(此种情况为直流分此种情况为直流分量量)Iav及高频分量。及高频分量。 输入为输入为AM信号时检波器的输出波形图信号时检波器的输出波形图t0(a)(b)t0uC(t)Uo(t)包络检波器的输出电路包络检波器的输出电路 CRu(a)RgCgCRUdc(b)CR 2性能性能 1) 电压传输系数电压传输系数Kd 检波器电压传输系数检波器电压传输系数

52、Kd或称为检波系数、检波效或称为检波系数、检波效率率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。若输入载波电压振幅为率的一个物理量。若输入载波电压振幅为Um,输出直流输出直流电压为电压为Uo,则则Kd定义为定义为odmdCUKUUKmU(6.5.1) (6.5.2) 2) 输入电阻输入电阻Ri 检波器的输入阻抗包括输入电阻检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容及输入电容Ci,如下图所示。输入电阻是输入载波电压的振幅如下图所示。输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检与检波器电流的基频分量振幅波器电流的基频分量振幅I1之比值之比值,即

53、即1miURI(6.5.3) 输入电阻是前级的负载输入电阻是前级的负载,它直接并入输入回路它直接并入输入回路,影响影响着回路的有效着回路的有效Q值及回路阻抗。值及回路阻抗。(6.5.4) diKRR2 检波器的输入阻抗检波器的输入阻抗 CRisR0LC1ZiRiCi 3检波器的失真检波器的失真 1)惰性失真惰性失真 在二极管截止期间在二极管截止期间,电容电容C两端电压下降的速度取两端电压下降的速度取决于决于RC的时常数。电容的时常数。电容C上的电压不能及时放电而不上的电压不能及时放电而不能很快地随调幅波包络变化能很快地随调幅波包络变化. 惰性失真的波形惰性失真的波形 0uCtui 为了避免产生

54、惰性失真为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期必须在任何一个高频周期内内,使电容使电容C通过通过R放电的速度大于或等于包络的下降放电的速度大于或等于包络的下降速度速度,即即( )ouU ttt(6.5.5) 如果输入信号为单音调制的如果输入信号为单音调制的AM波波,在在t1时刻其包络时刻其包络的变化速度为的变化速度为11( )sint tmU tmUtt (6.5.6) 二极管停止导通的瞬间二极管停止导通的瞬间,电容两端电压电容两端电压uC近似为输近似为输入电压包络值入电压包络值,即即uC=Um(1+mcost)。从从t1时刻开始通过时刻开始通过R放电的速度为放电的速度为1111111(

55、1cos)sin11cost tt tRCRCCmu eUmt etRCRCmtAmt 将式(6.5.6)和式(6.5.7)代入式(6.5.5),可得(6.5.8)(6.5.7) 实际上实际上,不同的不同的t1,U(t)和和Cu的下降速度不同的下降速度不同,为避免为避免产生惰性失真产生惰性失真,必须保证必须保证A值最大时值最大时,仍有仍有Amax1。故令故令dadt1=0,得得122maxmaxmaxcos11tmmRCmmRCm 代入式(6.5.8),得出不失真条件不失真条件如下:(6.5.9) (6.5.10)(6.5.11) 2) 底部切削失真底部切削失真 底部切削失真又称为负峰切削失真

56、底部切削失真又称为负峰切削失真,是由于检波器是由于检波器的直流负载电阻的直流负载电阻R与交流负载电阻不相等与交流负载电阻不相等,且调幅度又且调幅度又相当大而引起的。产生这种失真后相当大而引起的。产生这种失真后,输出电压的波形如输出电压的波形如下图所示。这种失真是因检波器的交直流负载不同引下图所示。这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的。起的。 要避免底部切削失要避免底部切削失真真,应满足应满足(1)CCggRUmURRRRmRRR(6.5.12) (6.5.13) 底部切削失真底部切削失真 usCVDRRgCg(a)usutt00(b)(c)URUC 6.5.3 同步检波同步检波 主要用于对

57、主要用于对DSB和和SSB信号进行解调信号进行解调(也可用于也可用于AM). 其特点是必须外加一个与载波同频同相的恢复载波信号其特点是必须外加一个与载波同频同相的恢复载波信号. 外加载波信号电压加入同步检波器的方法有外加载波信号电压加入同步检波器的方法有:乘积型乘积型和叠加型和叠加型.1乘积型同步检波器乘积型同步检波器 设输入信号为设输入信号为DSB信号信号,即即us=Uscostcosct,本地恢复本地恢复载波载波ur=Urcos(rt+), 这两个信号相乘这两个信号相乘, (6.5.14) )cos(coscostttUUuurcrsrs)2cos(41coscos2111tUUttUUc

58、cc)2cos(411tUUcc 经低通滤波器的输出经低通滤波器的输出, 有有 由上式可以看出由上式可以看出,当恢复载波与发射载波同当恢复载波与发射载波同频同相时频同相时,即即r=c,=0,则则 uo=Uocost 由于由于 与与 同频同相，乘积检波器成为同频同相，乘积检波器成为同步检波。同步检波。因此，同步检波器可以无失真地将因此，同步检波器可以无失真地将调制信号恢复出来。调制信号恢复出来。crtUUucocoscos211(6.5.15) (6.5.16) 几种乘积型解调器实际线路几种乘积型解调器实际线路 10 k2 k10 k10 k10 k10 k10 kC2C1载波输入7/15 pF

59、T27/15 pFC4T1中频输入10 pF10 pFC3音频输出(a)220 pF(470 pF)220 pF(470 pF)0.01(0.005) (0.005)0.014.7 k中频输入9 MHz(455kHz)载频输入500500500 H(2.5 mH)0.01(b)中频输入470 pFE47 k470 k100 k22 pF0.011 k载频0.011251 k0.014.7 k0.1u(c)0.0151f0 f1681 k1 k0.01输出1120023中频输入22000.01载频1.5 V0.0017100259 V(d)T112 V10 k10 k2 k2200 pF 2.

60、叠加型同步检波器叠加型同步检波器 叠加型同步检波是将叠加型同步检波是将DSB或或SSB信号插入恢复信号插入恢复载波载波,使之成为或近似为使之成为或近似为AM信号信号,再利用包络检波器再利用包络检波器将调制信号恢复出来。对将调制信号恢复出来。对DSB信号而言信号而言,只要加入的只要加入的恢复载波电压在数值上满足一定的关系恢复载波电压在数值上满足一定的关系,就可得到一就可得到一个不失真的个不失真的AM波。下图是一叠加型同步检波器原波。下图是一叠加型同步检波器原理电路。理电路。 叠加型同步检波器原理电路叠加型同步检波器原理电路ususururCR设单频调制的单边带信号设单频调制的单边带信号(上边带上