课程设计――基于DSP无刷直流电动机调速系统的设计

1、基于DSP无刷直流电动机调速系统的设计1 无刷直流电动机本文针对有刷直流电动机存在换向火花、机械换向困难、磨损严重等缺点,提出了采用无刷直流机来代替有刷直流电动机,来提高控制系统的控制质量,本文设计了无刷直流机的数字控制方法。由于DSP具有处理数据量大、实时性好和精度高等优点,所以本文控制器采用的是DSP。此系统的双闭环就是通过DSP软件编程实现的,比起以往的用模拟器件实现的控制系统,其整个系统结构比较简单、控制精度高并且具有很强的灵活性,系统可根据用户的控制要求只需更改设定参数(即指令操作数就可以实现其控制结果。本文对无刷直流机的结构和工作原理做了简单的介绍,以为了更好地理解无刷直流机控制系

2、统。虽然用位置传感器检测转子位置的方法比较直接,但位置传感器必须安装在电动机轴上,使电动机更加笨重,并且增加了整个系统的机械磨损等,所以本文采用了无位置传感器方法来获得转子位置信号,本文采用反电势检测法。为了使整个系统能够可靠运行,因而采用了转速电流双闭环,转速环和电流环都采用PI调节器。1.1 无刷直流机的结构无刷直流机的转子是由永磁材料制成的,具有一定磁极对数的永磁体。为了能产生梯形波感应电动势,无刷直流机的转子磁钢的形状呈弧形(瓦片状,气隙磁场呈梯形分布。定子上有电枢,这一点与永磁有刷直流电动机正好相反。无刷直流机的定子电枢绕组采用整距集中式绕组,绕组的相数有二、三、四、五相,但应用最多

3、的是三相和四相。各项绕组分别与外部的电子开关电路相连,开关电路中的开关管受位置传感器的信号控制。无刷直流机的工作离不开电子开关的电路,因此由电动机本体、转子位置传感器和电子开关电路三部分组成了无刷直流机控制系统。其原理框图如图1-1所示。图中,直流电源通过开关电路向电动机定子绕组供电,位置传感器随时检测到转子所处位置,并根据转子的位置信号来控制开关管的导通和截止。从而自动地控制了哪些绕组通电,哪些绕组断电,实现了电子换向4。直流电源开关电路电动机位置传感器图1-1无刷直流电动机原理框图Fig.1-1 The diagram of block diagram of brushless DC mo

4、tor1.2 无刷直流机的工作原理普通直流电动机的电枢在转子上,而定子产生固定不动的磁场。为了使直流电动机旋转,需要通过换向器和电刷不断的改变电枢绕组中电流的方向,使两个磁场的方向始终保持相互垂直,从而产生恒定的转矩驱动电动机不断旋转。无刷直流机为了去掉电刷,将电枢放到定子上去,而转子做成永磁体,这样的结构正好与普通电动机相反。然而即使这样改变还不够,因为定子上的电枢通入直流电以后,只能产生不变的磁场电动机依然转不起来。为了使电动机的转子转起来,必须使定子电枢各相绕组不断地换相通电,这样才能使定子磁场随着转子的位置不断地变化,使定子磁场与转子永磁磁场始终保持90o左右的空间角,产生转矩推动转子

5、旋转5。在换相的过程中,定子各项绕组在工作气隙中所形成的旋转磁场是跳跃式运动。这种旋转磁场在一周有三种状态,每种状态持续120o。它们跟踪转子,并与转子的磁场相互作用,能够产生推动转子继续转动的转矩。无刷直流机有多相结构,每种电动机可分为半桥驱动、全桥驱动,全桥驱动又可分为星形和角形联结以及不同的通电方式。因此,不同的选择会使电动机产生不同的性能并且成本也不相同。以下对此作一个对比:1绕组利用率不像普通直流电动机那样,无刷直流机的绕组是断续通电的。适当地提高绕组通电率将可以使同时通电导体数增加,使电阻下降,提高效率。从这个角度来看,三相比四相好,四相比五相好,全桥比半桥好。2转矩的波动无刷直流

6、机的输出转矩波动比普通直流电动机的大。因此希望尽量减小转矩波动。一般相数越多,转矩波动越小。全桥驱动比半桥驱动的波动小。3电路成本相数越多,驱动电路所使用的开关管越多,成本越高。全桥驱动比半桥驱动所使用的开关管多一倍,因此成本要高。多相电动机的结构复杂,成本也高。综合上述分析,目前以三相星形全桥驱动方式应用最多。1.3 三相无刷直流机星形联结全桥驱动原理驱动电路开关管的控制原理可用图1-2加以说明(图中假设转子只有一对磁极,定子绕组A 、B 、C 三相对称,按每极每相60o 相带分布。 B A 'C B 'AC 'S N C 'BA 'CB 'A

7、 S N(a A 相正向通电,B 相反向通电 (b 转过60o B C 'A 'A S NB 'C BA 'C 'AB 'C NS(c 继续旋转 (d A 相正向通电,C 相反向通电转过60oB C 'A 'A CB 'SC 'BA 'AB 'C S N(e B 相正向通电,C 相反向通电 (f 转过60oC'B A'AB'CNSC'BA'AB'CSN(gB相正向通电,A相反向通电(h转过60o图1-2 无刷直流机转子位置与换相的关系Fig.1-2 T

8、he diagram of brushless DC motor rotor position and commutation relations 假设当转子处于图1-1(a位置时为0o ,相带A、B、C在N级下,相带A、B'、C在S级下,这时A相正向通电,B相反向通电,C相不通电,各相通电波形见图1-3,产生的定子磁场与转子磁场相互作用,使转子逆时针恒速转动。当转过60o角后,转子位置如图(b所示。这时如果转子继续转下去就进入图(c所示的位置,这样就会使同一磁极下的电枢绕组中有部分导体的电流方向不一致,它们互相抵消,削弱磁场,使电磁转矩减小。因此,为了避免出现这样的结果,当转子转到图

9、(b的位置时,就必须换相,使B相断电,C相反相通电。转子继续旋转,转过60o角后到图(d所示位置。根据上面讲的道理必须要进行换相,即A相断电,B相正相通电,(e所示。转子再转过60o角,如图(f所示位置,再进行换相,使C相断电,A相反向通电,如图(g所示。这样如此下去,转子每转过60o角就换相一次,相电流按图所示的顺序进行断电和通电,电动机就会平稳地旋转下去。按图1-1的驱动方式,就可以得到如图1-2所示的电流和感应电动势波形。以A相为例,在转子位于0o120o区间内,相带始终在S磁极下,相带A始终在N 极下,所以感应电动势Ae是恒定的。在转子位于120o180o区间内,随着A相的断电,相带A

10、相和相带A相分别同时逐渐全部进入N极下和S极下,实现换极。由于磁极的改变,使感应电动势的方向也随之改变,Ae经过过零后点后变成正值。在转子位于180o300o 区间内,A相反向通电,相带A和相带A仍然分别在N磁极下和S极下,获得恒定的负感应电动势。在转子位于300o360o区间内,A相断电,相带A相和相带A相又进行换极,感应电动势的方向再次改变,e经过过零点后变成正值。因此,感应电动势是梯形波,A且其平顶部分恰好包含了120o电流方波。转子每转一周,感应电动势变化一个周期。 图1-3电流与感应电动势波形Fig.1-3 The diagram of current and induced vol

11、tage waveforms对于B 相和C 相,感应电动势的波形也是如此,只不过在相位上滞后于A 相120o 和240o 。实际上,感应电动势的梯形波形取决于转子永磁体供磁磁场和定子绕组空间分布,以及两者的匹配情况。感应电动势的梯形波有利于电动机产生一个恒定的转矩。由于在换相时电流不能突变,因此实际的相电流波形不是纯粹的方波,而是接近方波的梯形波,这会使转矩产生波纹。根据图1-1的通断顺序,三相星形联结全桥驱动的通电规律如表1-1所列表1-1 三相星形联结全桥驱动的通电规律 Tab.1-1 Tabl e ofstar-connected three-phase full-bridge driv

12、er of the power law1.4 无刷直流机的运行特性和调速原理通电顺序 正转(逆时针转子位置 060 60120 120180 180240 240300 300360 开关管 1,41,63,63,25,25,4A 相 + + - -B 相 - + + -C 相-+通电顺序 反转(顺时针转子位置 360300 300240 240180 180120 12060 600 开关管 3,61,61,45,45,23, 2A 相 + + - -B 相 + - - +C 相-+设转子永久磁铁所产生的磁场在电动机气隙中是按正弦分布,转子转角为时,sin m B B =。当定子绕组某相通过

13、直流电流时,电动机产生的转矩为:sin rI LB Z T m D a = (1-1式中,D Z 为相导体数;L 为导体的有效长度; m B 为气隙磁通最大值; r 为气隙半径; I 为定子绕组相电流。无刷直流机的电压平衡方程式为:IRE U U a +=- (1-2n K E e a = (1-3IK T T a =(1-4则可写出机械特性方程式为:n n T K K R K U U n a Te e-=-=0(1-5式中,n 为电动机转速,min /r ; U 为直流电源电压,V ; U 为功率晶体管压降,V ; a T 为电动机转矩平均值,M N ; R 为电动机内阻,;e K 、T K

14、 分别为电势系数、转矩系数。和直流电动机一样,当U 变化时即改变0n ,电动机可以进行无级调速。但实际的无刷直流机调速系统使用微机控制,把检测到的端电压信号送到DSP ,计算出电动机的转速,再与给定的转速比较,输出PWM 信号,控制开关管的通断,从而控制电动机电流(电压大小,是电动机的转速变化。其调速原理是通过电子开关把交变的方波电流送入定子绕组,由开关频率的变化引起电动机转速的变化7。2 系统硬件平台设计2.1 系统总体方案设计系统总体的硬件电路可分为以下几个部分: 1DSP 控制系统电路设计 2功率主电路设计 3检测电路设计4故障处理保护电路设计。系统的总体的硬件框图如图2-1所示电流检测

15、光电隔离反电势检测电路故障保护过欠电压检测电路起停键晶振电路6路PWM6路A DSPIPM B CBLDCM3图2-1系统总体硬件框图Fig.2-1 The diagram of overall system hardware block diagram前级整流滤波电路提供给整个系统稳定的直流电源;逆变电路选用的是IPM 模块,由DSP 提供的6路PWM 信号经过高速光耦的隔离后经驱动电路驱动从而控制电机的运转;反电动势检测电路则是提供给DSP 信号用来确定转子位置的。保护电路则是对整个系统提供安全的保护措施,包括过压、欠压等。2.2 功率主电路由于无刷直流机的供电电压为直流,在其定子中流过的

16、是交流电的原因,所以对于系统的主电路来说采用常用的交-直-交变换。D4D3D6D5D2D1C1VA VB VC图2-2交直变换电路结构图Fig.2-2 The diagram of AC-DC converter chart交直部分采用三相桥式不可控整流电路(电路图如2-2所示,用来提供电路所需的直流电压。滤波电容C1用来稳定直流电压,降低直流电源的输出阻抗。其中A, B, C 三相为从DSP 系统开发控制板输出的三相交流电。 图2-3直交变换电路图Fig.2-3 The diagram of orthogonal transform circuit直交变换部分(电路图如图3-3所示采用三菱公

17、司的第三代“智能功率模块”(IPM 。IPM(Intelligent Power Module智能电力电子模块是电力电子集成电路PIC(Power Integrated Circuit的一种。由于高度集成化使模块结构十分紧凑,避免了由于分布参数、保护延迟等带来的一系列技术难题,是变频器的可靠性得到进一步提高。以下是介绍变频器中最常用的以IGBT为主开关器件的IPM。GRQ D图2-4 IPM的等效电路图Fig.2-4 The diagram of IPM 's equivalent circuit由图2-4可见,IPM9是一种包括反并联续流二极管在内的由IGBT组成的逆变器。在此电路中

18、,功率变换由6个IGBT开关管及续流二极管构成三相逆变桥。六个IGBT开关管的开关触发信号受TMS320LF2407A DSP芯片所输出的六路PWM波的控制,开关管有规律的通断将直流电逆变为交流电提供给无刷直流机的三相定子。从这可以看出,所谓无刷直流机实际上在其定子中流过的是交流电,只是其供电电流是直流电而己,这一点与有刷直流电机是相同的。本系统的IGBT门极触发采用的是日本东芝公司TA8316AS,通过大电流直接驱动IGBT。其内部和控制电路连接如图:Q1Q2D1DriverComp +-30kBATTERY2147653VCCGATEIN GND DISO SIN.C20VR3310R32

19、150R3410K5600pF图2-5 TA8316AS 内部和控制电路图Fig.2-5 The diagram of TA8316AS internal and control circuit表2-1 TA8361AS 引脚功能表 Tab.2-1Table of TA8361AS pin Menu引脚数 引脚名称 功能 1 GATEIN 门极信号输入 2 VCC 提供系统电压3 N .C 悬空4 GND 接地5 SI IGBT 门级驱动引脚16 SO IGBT 门极驱动引脚2 7DIIGBT 门极保护二极管引脚2.3 位置检测电路无刷电动机是一闭环的机电一体化系统,它是通过转子磁极位置信号作

20、为电子开关线路的换相信号,因此,准确检测转子位置,并根据转子位置及时对功率器件进行切换,是无刷直流机正常运行的关键。为适应无刷电动机的进一步发展,无位置传感器应运而生,它一般利用电枢绕组的感应反电动势来间接获得转子磁极位置,与直接检测法相比,省去了位置传感器,简化了电动机本体结构,取得了良好的效果,并得到了广泛的应用。因此本系统采用无位置传感器方法进行位置检测。反电势检测法10对于常见的两相导通三相六状态工作方式,除了换向的瞬间之外,在任意时刻,电机总有一相绕组处于断电状态。当断电相绕组的反电势过零之后,再经过30电角度,就是该点的换向点。因此,只要检测到各相绕组反电势的过零点,就可确定电机的

21、转子位置和下次换流的时间。由于反电势难以直接测取,通常通过检测端电压间接获得反电势过零点。故这种方法又称为端电压检测法。反电势法的缺陷是当电机在静止或低速运行时,反电势为0或太小,因而无法利用。一般采用专门的启动电路,使电机以他控变频方式起动,当电机具有一定的初速度和电动势后,在切换到自控变频状态。这个过程称为三段式起动,包括转子定位、加速和运行状态切换三个阶段。三相无刷直流机每转60o就需要换向一次,每转一转需要换向六次,因此需要六个换向信号。每相的感应电动势都有2个过零点,这样三相共有六个过零点。如果能够通过一种方法测量和计算出这六个过零点,再将其延迟30o,就可以获得六个换相信号。感应电

22、动势位置检测法正是利用了这一原理4来实现位置检测。 图2-5电动机定子某一相电模型Fig.2-5 The diagram of stator a-phase model图2-5给出了电动机某一相的模型。图中,L 为相电感;R 为相电阻;X E 为相感应电动势;X I 为相电流;X V 为相电压;n V 为星形联结中性点电压。根据图2-5,可以列出相电压方程:n X XX X V E dtdILRI V +=(2-2对于三相无刷直流机,每次只有两相通电,两相通电电流方向相反,同时另一相断电,相电流为零。因此,利用这个特点,将X 分别等于A 、B 、C 代入式(2-2,列出A 、B 、C 三相的电

23、压方程,并将三个方程相加,使RI X 项和dtdILX项相抵消,可以得到:n C B A C B A V E E E V V V 3+=+ (2-3 由图2-5可见,无论哪个相的感应电动势的过零点,都存在0=+C B A E E E 的关系成立。因此在感应电动势过零点有:n C B A V V V V 3=+ (2-4 对于断电的那一相,0=X I ,因此根据式(2-2,其感应电动势为:nX X V V E -= (2-5所以,只要测量出各相的相电压A V 、B V 、C V ,根据式(2-4计算出n V ,就可以通过式(2-5计算出任一断电相的感应电动势。通过判断感应电动势的符号变化,来确定

24、过零点时刻。反电势过零检测法是通过将电动机电枢绕组的端电压与电枢中性点电压比较得反电势过零点,从而确定转子磁极的位置,其检测电路由端电压检测、低通滤波、过零比较和光电隔离等环节组成,如图2-6所示5。过零检测低通滤波D SPu a0、u b0、u c0光电隔离图2-6 无位置传感器位置检测电路结构Fig.2-6 The diagram of sensorless position detection circuit由于端电压不是完全的梯形波,总带有毛刺和谐波干扰,这些干扰将严重影响反电动势过零点的正确检测,为此必须对其进行深度滤波。滤波后的端电压检测信号与电机的中性点电压进行比较,获得反电动势

25、的过零点。为了避免电压过高损坏DSP ,必须将反电动势过零点信号经过光电隔离。为了计算不通电相的感应电动势,需要测量三个相电压。与有位置传感器的硬件电路不同的是,反电势检测电路取代了位置传感器和测量电路,采用廉价的分压电阻和滤波电容组成反电势过零检测电路。反电势检测电路如图2-7所示。R3R2R1+5VC2C1VxVCCC3C4C5R7R4R6542312U11A -5V+5VR8R9D1+5VADCIN0xHCPL7800VDD2VDD1VOUT+VIN+VOUT-VIN-GND1GND1R8图2-7端电压检测电路及其与DSP 接口Fig.2-7 The diagram of termina

26、l voltage detection circuit and its DSP interface该电路采用分压电阻检测三相端电压,检测到的信号经过隔离、放大后分别送到TMS320LF2407A 的ADCIN01ADCIN03通道。图中,HCPL7800为高模抑制比隔离运算放大器,双电源供电,具有良好的线形度,在高噪声环境下也能保证较高的精度和稳定性。TMS320LF2407A 的工作电压为3.3V ,故采用集成运算放大LF353将电压信号转换为03V 单极性电压信号。图中的X V 为星型连接定子绕组的对地端点压,R 1,R 2为分压电阻,电容起滤波作用。O V 为经分压滤波后的电压。端点压X

27、 V 经分压后的电压O V 经隔离放大后送入DSPTMS320LF2407A 的ADCIN0x 。此分压电路的分压比为:XO V V R R R =+211 (2-6在选择R1, R2的值时,为了保护DSP 芯片的ADC 转换模块不因O V 的值过大而损坏ADC 转换模块,所以应适当减小分压比。但是当分压比过小即O V 过小时就会给控制算法带来一定的测量误差。因为当端电压一定时,分压比越小则分压电压O V 越小。而O V 就是ADC 模块的转换电压,而转换电压O V 越低则ADC 模块的测量误差也就越大。在应用反电势算法进行转子位置检测时,由于在起动的过程中,反电势很小。如果经很小的分压比分压

28、,则进入DSP 的ADC 模块的电压值更小从而带来测量误差,从而进一步影响电机的起动、换相。所以对于分压比的选择应采取“适度”的原则。由于滤波电容与分压电阻R 2相并联,所以应注意对电容的选择。对于R 1值与R 2相比不可过小。因为如果R 1过小则会造成对分压电阻R2的短路,使其失去作用。实际由于端点压信号不是完全的梯形波,而总带有干扰信号。这些干扰信号将影响过零点的正确检测。因此在以往的设计方法中一般都对电压信号进行了深度的滤波处理,但同时也产生了位移,使换相信号处理复杂化。本系统中充分利用了DSP 高效的运算处理能力。在程序中采用了软件滤波的方法。同时反电势过零点的测定,及过零点移相30o

29、 换相等处理都由软件实现。从而省去了以往硬件设计当中采用的滤波电路、电压比较电路、及移相电路等硬件电路。2.4 电流检测与保护电路对于两相导通三相六状态无刷直流机,在任意时刻,只有两相绕组通电,电流从一相绕组流入,再从一相绕组流出,电流大小与直流侧电流大小相等。这样,只需要在直流侧接入一个采样电阻就可以检测导通相的电流。RR4R1R3R2R5R6C1C1GND GND542312U11AVCCGNDU12I过电流信号图2-8 电流检测与保护电路原理Fig.2-8 The diagram of current detection and protection circuit如图2-8示,电流信号

30、通过检测采样电阻R 两端的电压得到。电流检测信号一方面作为DSP 的过流保护信号,接至DSP 的PDPINTA 引脚;另一方面作为电流环的反馈信号,输入到DSP的ADCIN00引脚。过流检测是为了防止电机过载、起动或异常运行时由于电流过大而对控制电路、功率逆变器和电动机本体的损害而设计的。在直流侧串联一个采样电阻,通过将采样电阻两端电压进行比较来确定主电路电流是否过流,过流信号送至DSP的中断引脚,封锁功率开关的驱动信号。如图2-8所示,其中电容C1和C2的作用是滤去采样电阻两端电压的高频干扰信号,防止过电流误动作。采样电阻应根据最大允许电流的限值来选取,其阻值以端电压为0.5V为基准。由于T

31、MS320LF2407A的A/D转换单元输入信号的电压范围为03.3V,而电流采样信号比较小,所以需要进行放大。同时为了保护DSP不因过流信号而损坏,还应该对电流信号进行隔离。具体的放大电路可参照端电压检测电路。2.5 故障处理和保护电路为保证系统中功率电路安全可靠地工作,DSP控制器提供了功率驱动保护中断PDPINTA。当器件功率保护输入引脚PDPINTA被置为低电平时,DSP内部定时器立即停止计数,所有PWM输出管脚全部呈现高祖态。利用它可方便地实现系统的各种保护功能。故障处理电路原理如图2-9所示,过电压、欠电压、过电流的各种故障信号一方面输入或非门(如CD4078,一方面送入DSP进行

32、判别。当任一种故障发生时,或非门输出一个低电平信号,向DSP申请故障中断,封锁PWM输出,实现系统的保护功能各种故障信号PDPINTA 显示LEDI/OTMS320LF2407AI/O控制继电器+图2-9 故障处理原理图Fig.2-9 The diagram of schematic TroubleshootingDSP实时监测交流母线电压,当电网电压过低或过高时,关闭逆变器,使控制器不会损坏。电机在起动过程中,如果出现了欠压的情况,电机将起动不了,会使电机出现堵转的现象,从而对系统造成损坏。为了避免上述情况,我们设计了下面的电路如图2-10。C1220uFR3210K5KR29R3310KU

33、10PC817U11PC817T1TRANS1380VACVCC10VACD4IN231B/5VD3IN231B/5VQ29013Q19013LOWVOLOVERVOLW420KW320KVCC1423ACACV+V-B1图2-10过、欠电压保护原理图Fig.2-10 The diagram of over-voltage,under-voltage protection schematic过、欠压保护电路12的输入电压IN 必须能反映三相交流输入电源的变化,这样当三相交流电出现过压或者是欠压时,过、欠压保护电路的输入电压IN 就会发生变化,输出端的信号LOWVOL 和OVERVOL 就会输出

34、信号给控制电路进行处理。如图2-10所示,系统采用信号变压器,原边为三相交流电压的某线电压,变比为380:10,通过桥式整流,将副边的交流信号转换成直流电。按照在±10%的范围内作为正常来衡量,标定电位器W3和W4,W3标定欠压,W4标定过压。我们以比三相交流电正常供电电压(380V低10%(即幅值342V为欠压的标准线,即三相交流输入电压低于342V 时(变压器副边电压低于9V 为欠压,此时IN U 为12.7V 。以IN U =12.7V 为基准,标定W3使其中间抽头输出电压为5V 。这样在输入电压在380V ±10%内时,W3使其中间抽头输出电压一定高于5V ,稳压二

35、极管D3稳压使Q1的基极电压稳定为5V , Q1控制光耦U10的输入端导通,从而使LOWVOL 输出“0”,而当输入幅值电压低于342V 时,W3中间抽头输出电压一定低于5V ,三极管Q1不工作,LOWVOL 输出“1”。同样的原理应用于过压上,以比三相交流电正常供电电压高10%(即幅值418V 时为过压的标准线,即三相交流输入电压高于418V 时(变压器副边电压高于11V 为过压,此时IN U 为15.5V 。以IN U =15.5V 为基准,标定W4使其中间抽头输出电压为5V 。这样在输入电压在380V ±10%内时,W4中间抽头输出电压一定低于5V ,三极管Q2不工作,OVER

36、VOL 输出“1”。输入幅值电压高于418V 时,W4中间抽头输出电压一定高于5V ,稳压二极管D4稳压使Q2的基极电压稳定为5V ,Q2控制光耦U11的输入端导通,从而使OVERVOL 输出“0”。所以,通过以上的分析我们可以得到如表2-1的真值表。表2-2 过欠压信号真值表Tab.2-2 Table of over-voltage,under-voltage signal truth tableLOWVOLOVERVOL正常 0 1 欠压 1 1 过压可以看出,LOWVOL 信号只有在发生欠压时,为“1”,其它情况都为“0”。而OVERVOL 信号只有在发生过压时,为“0”,其它情况都为“

37、1”。我们将LOWVOL 取反后,通过故障保护电路送到DSP 的引脚PDPINTA 。同样将OVERVOL 信号送到DSP 的引脚PDPINTA ,就可以实现过、欠压保护功能。电路原理图如图(2-10所示。12U12A 74LS0412U12A74LS0412U12A74LS04R3410KR355KLOWVOLOVERVOL过、欠电压信号VCCVCC图2-10过、欠电压信号输出原理图Fig.2-10 The diagram of over-voltage,under-voltage signal output schematic2.6 DSP控制电路设计TMS320LF240X芯片为公司的M

38、S320C200系列下的一种定点DSP芯片,特别适合于运动系统全数字化控制。它具有低成本、低功耗、高性能的处理能力。它将几种外设集成到芯片内,形成了真正的单芯片控制器,具有运算速度在30MPIS以上、外设集成度高、程序存储量大(片内FLASH、ADC模块的转换速度快等特点。同时,该类芯片具有强大的外部通信接口(SCI、SPI、CAN便于构成大的控制系统。因此本系统选用DSP的型号为TMS320LF2407A。TMS320LF2407A15是TMS320C24x系列中功能最高的一款DSP,该芯片与同系列其它DSP相比,有如下一些特点:1采用高性能静态CMOS技术,供电电压为3.3V,减小控制器的

39、功耗;30MIPS的执行速度使得指令周期缩短到33ns,从而提高了控制器的实时控制能力。2片内高达32K字的FLASH程序存储器,高达1.5K字的数据/程序RAM。544字双端口RAM(DRRAM和2K字的单口RAM( SARAM 。3两个事件管理器模块EV A和EVB,每个包括:两个16位通用定时器;8个16位的脉宽调制(PWM通道。它们能够实现:三相反相控制;PWM对称和非对称波形;当外部引脚PDPINTx出现低电平时快速关闭PWM通道;可编程的PWM死区控制以防止上、下桥臂同时输出触发脉冲;3个捕获单元;片内光电编码器接口电路;6通道A/D转换器。事件管理器模块适用于控制交流感应电动机、

40、无刷直流机、开保证关磁阻电机,步进电机、多极电机和逆变器。4可扩展的外部程序存储器,总共192K字;64K字程序存储器空间;64K字数据存储器空间;64K字I/O寻址空间。5看门狗定时器模块(W和DT ,保证程序运行的安全性。616通道10位A/D转换器,最小转换时间为500ns,可选择两个事件管理器来触发的两个8通道输入A/D转换器或一个16位通道输入的A/D转换器。7控制器局域网(CAN模块。8串行通讯接口(SCI。916位的串行外设接口(SPI。10基于锁相环的时钟发生器。11高达40个可单独编程或复用的通用输入/输出引脚(GPIO。1232位累加器和32位中央算术逻辑单元(CALU ;

41、16位*16位并行乘法器,可实现单指令周期的乘法运算;5个外部中断(电机驱动保护、复位和两个可屏蔽中断。13电源管理包括3种低功耗模式,并且能独立将外设器件转为低功耗模式。1起停电路的实现起动、停止电路如图3-15所示:R68R18SW1SW212A74LS04CCVCCR17R16STOPSTART图2-11起动、停止控制电路图Fig.2-11 The diagram of start,stop control circuit起动、停止电路都是最基本的RC 充放电路。控制电机起动,通过按按钮SW2,START 信号由高电平变为低电平,送DSP 的ADCIN04(I/O 多功能口,通过程序将A

42、DCIN04(I/O 口配置成I/O 口,当DSP 检测到START 信号变低时,系统便开始电机起动程序。而电机停机是通过SW1按钮控制,STOP 信号送DSP 的ADCIN04(I/O口,当SW1按下时,DSP 检测到高电平时,电机停转。电阻R17和R18是为了防止在高电平到低电平的突变,起到续流的作用。2复位电路系统的复位电路采用的为简单实用的上电复位电路,电源刚加上时,TMS320LF240LF7A 处于复位状态,RS 为低电平使芯片复位。为使芯片初始化正确一般应保证RS 为低电平至少3个CLKOUT 周期,即当时钟为20MHz 时的600ns 。但是,在上电后,系统的晶体振荡器往往需要

43、几百毫秒的稳定期,一般为100ms 200ms 。R100KC 4.7FVCC12A 74LS0412A 74LS04RS图2-12 复位电路Fig.2-12 The diagram of reset circuit系统采用图2-12电路的复位时间主要由R 和C 确定。A 点电压( -=-t CCe V V 1设V1=1.5V 为低电平与高电平的分界点,则: -=CC V V RC t 11ln 1 (2-7 选择R=100K ,C =4.7F,可得t1=167ms ,随后的施密特触发器保证了低电平的持续时间至少为167ms ,从而满足系统复位要求。实际应用中,DSP 的系统时钟频率较高,运行

44、过程中极有可能会发生干扰和被干扰的现象,严重时系统会出现死机现象,所以,在以后的工作中,为了克服上述问题,硬件上必须做出相应的处理。其中最有效的办法是采用具有监视(Watchdog功能的复位电路。3晶振电路给DSP 芯片提供时钟一般有两种方法,一种是利用DSP 芯片内部提供的晶振电路,在DSP 芯片的X1和X2CLKIN 之间连接一晶体可起动内部晶体振荡器,这种方式的晶体应为基本模式,且为并联谐振。第二种是将外部时钟源直接输入X2CLKIN 引脚,X1悬空。采用封装好的晶体振荡器,这种方法使用方便,在实际应用中得到了广泛的应用。在本系统中正是利用第二种方法提供给DSP 芯片时钟信号源,电路图如

45、图2-13所示4脚加3.3V 电压,2脚接地,就可在三脚得到所需的时钟,1脚悬空。系统中由于DSP 的时钟为20 MHz ,所以选择外部晶振为20MHz 。对TMS320LF2407A 与别的CPU(51和96不一样,时钟分为三种,CPUCLOCK, SYSCLOCK 和W A TCHCLOCK ,它们由DSP 内部的锁相环时钟模块(PLL clock module提供。其中CPUCLOCK 它是由锁相环时钟模块提供的最高频率时钟,为内部CPU 使用,DSP 内部所有的存储器和任何直接与CPU 总线直接连接的外围设备,包括外部存储器接口,都是用CPUCLOCK 。 4312N.COSC C11

46、0.1u F X T A L 1VCC图2-13时钟电路Fig.2-13 The diagram of clock circuit系统时钟SYSCLOCK 和看门狗时钟都由CPU 时钟提供。系统时钟,一般采用CPU 时钟频率的1/2或1/4,供DSP 的所有外围设备总线上的设备使用。而WA TCHCLOCK 时钟频率较低,为watchdog 计数器和实时中断模块使用。3 软件系统设计3.1 无刷直流机控制系统原理无刷直流机工作在由位置检测器控制逆变器开关管通段的“自控式”变频方式下,逆变器的变频是自动完成的,并不需要控制系统加以干预及控制。要控制电机的转速就应控制电机的转矩,调节直流侧电压即可

47、调节转速。通常采用PWM (Pulse-Width Modulation,脉宽调制调节方式,通过改变控制脉冲的占空比来调节输入无刷直流机的平均直流电压,以达到调速的目的。无刷直流机系统通常采用转速、电流双闭环控制,系统原理图如图3-1所示。其中,ASR 和ACR 分别为转速和电流调节器,通常采用PI 算法实现。速度为外环,电流为内环,由于a T e I K T =,电流调节的实际上是电磁转矩。速度给定信号*n ,与速度反馈信号n 送给速度调节器(ASR,速度调节器的输出作为电流信号的参考值 i,与电流信号的反馈值一起送至电流调节器(ACR,电流调节器的输出为电压参考值,与给定载波比较后,形成P

48、WM调制波,控制IPM模块的实际输出电压。被确定要导通的相并不总是在导通,它受PWM输出信号的控制,逻辑与单元的任务就是把换向信号和PWM信号结合起来,再送到IPM模块。 图3-1无刷直流机系统原理图Fig.3-1 The diagram of brushless system diagram3.2 PWM波的产生原理PWM波4是一种脉宽可调的脉冲波,用于交、直流电动机的电压控制。定频调宽是一种最常见的脉宽调制方式,它使脉冲波的频率保持不变,只调整脉冲宽度。TMS320LF2407A DSP 设计了使用定时器周期值和比较器的比较值来实现产生PWM 波的方法。周期值用于产生PWM波的频率,比较值

49、主要用于产生PWM的脉宽。因此,比较值要小于周期值。根据使用比较器的不同,有两种产生PWM波的方法:一种是使用定时器比较寄存器;另一种是使用比较单元。后者产生的PWM波可以加死区。1利用定时器比较寄存器产生PWM波每个定时器都有一个定时器比较寄存器T X CMPR和一个PWM输出引脚T X PWM。利用定时器、定时器周期寄存器和比较寄存器,就可以在这个引脚上得到一个所谓对称的或非对称的PWM波。T X PWM引脚的输出极性可以通过定时器控制寄存器GPTCON X的T X PIN位设置,其中包括强制高(输出总是1、强制低(输出总是0、高有效(与波形发生器输出极性相同、低有效(与波形发生器输出极性

50、相反。a非对称PWM 波的产生将定时器的计数方式设置在连续增计数方式时产生非对称波形。由于本论文采用对称PWM 波,所以此种方法不做过多介绍。b对称PWM 波的产生将定时器的计数方式改为连续增/减计数方式就会得到对称的PWM 波形,见图3-2。在计数器初值为0且比较值小于周期值的条件下开始增计数。当计数到与比较值相等时,T X PWM 引脚发生跳变;继续计数到与周期值相等时,计数器开始减计数;再次计数到与比较值相等时,T X PWM 引脚发生第二次跳变;当计数器减计数到0时,完成一个PWM 周期,计数器开始新一轮的增计数。比较值的改变影响了PWM 脉冲的两边波形,这就是对称PWM 波形的特点。

51、由图3-2可见,在对称PWM 波形中,如果增计数时的周期值和比较值等于减计数时的周期值和比较值,PWM 波的周期是周期寄存器周期值的2倍。这种有效PWM 波形的占空比计算公式为:周期值比较值周期值周期值比较值周期值周期正脉宽-=-=222PWM a同样,低有效PWM 波形的占空比公式也不变。如果比较值等于0,则引脚输出保持1,其占空比为1。如果在增计数和减计数时的比较值都大于等于周期值,则引脚输出保持为0,即占空比为0(见图3-2。如果在增计数时比较值大于周期值,而在随后的减计数时会发生比较匹配,这时引脚仍然会发生正跳变,因此会产生输出错误。这种情况下硬件会自动使输出总是1,除非新的比较值为0

52、。比较值周期值比较值=0计数值周期值比较值TxPW M 引脚(高有效TxPW M 引脚(低有效PWM周期图3-2定时器比较寄存器产生的对称PWM 波形Fig.3-2 The diagram of timer compare register produced symmetric PWM waveform2比较单元和死区单元每个事件管理器都有3个比较单元、1个比较控制寄存器COMCONx 和1个比较方式控制寄存器ACTRx 。每个比较单元都有1个比较寄存器CMPRx (注意区别于定时器比较寄存器TxCMPR ,以及2个PWM 输出引脚。这一套组合可以使事件管理器产生6个带死区的PWM 输出,用于

53、控制三相逆变桥。它还可以产生空间矢量PWM 波形。比较单元的操作功能与定时器比较寄存器的操作功能相似。当定时器的计数值与比较单元的比较寄存器的比较值相等时,就会在该比较单元的两个PWM 引脚上产生跳变(两个引脚上的跳变与比较方式寄存器ACTRx 的设置有关,并经过1个CPU 时钟后发出比较中断申请。比较单元受比较控制寄存器和比较方式控制寄存器控制,通过这些寄存器可以设置比较输出是否允许、比较值和方式寄存器的重载条件、空间矢量PWM 的使用、PWM 引脚输出方式。3利用比较单元产生PWM 波利用比较单元产生PWM 波与利用定时器产生PWM 波的方法几乎相同,只不过前者使用比较和死区单元,而后者使

54、用定时器比较寄存器且没有死区功能。以事件管理器A 为例,利用比较单元产生PWM 波时,要使用定时器1计数器T1CNT 、定时器控制寄存器T1CON 、周期寄存器T1RP 、比较寄存器CMPR X 、比较控制寄存器COMCONA 、比较方式控制寄存器ACTRA 、死区控制寄存器DBTCONA 。对这些寄存器正确的初始化就可以产生对称的非对称的PWM 波形。下面只对对称波形PWM 波的产生进行说明。将定时器的计数方式改为连续增/减计数方式就会得到对称的PWM 波形,见图3-3所示比较值周期值PWM周期计数值TxPW M 引脚(高有效TxPW M 引脚(低有效死区死区图3-3比较单元产生的对称PWM

55、 波形Fig.3-3 The diagram of compare unit symmetric PWM waveform generated3.3 测速度算法由于本系统采用的是无传感器控制,取消了传统的位置传感器和速度传感器,因此速度反馈信号只能够通过对无传感器控制方法检测到的转子位置信号加以处理来得到。其原理是根据转子位置信号变化的时间间隔来计算转速,转速计算公式可用下式来表示:Tp n = (3-1式中:P 为极对数,这里p=3具体实现如下:在DSP 的内存中开辟一个字(16位的存储单元,记为BCOUNT ,用于测定转子位置变化的时间间隔。在程序中每经历一个电流环周期对BCOUNT 计数一次,即BCOUNT 的计数单位为s 150(即产生三次定时器T1下溢中断的时间间隔。当 30= 电角度: s N T 150=电机转速为: s150N 3303=电角度Tn (3-2将上式转速n 的单位化为min r ,电机的转速为m i n 9100000m i nr Ns s N rn =(3-3由于TMS320LF2407A DSP 只能够进行16位的除法运算,且运算结果商存入累加器的低位