全桥移相PWM开关电源的数字化控制方案精

1、第 45卷第 9期 2011年 9月电力电子技术Vol.45, No.9September 2011Power Electronics 图 2主电路图定 稿 日 期 :2011-05-16作 者 简 介 :石 宏 伟 (1978-, 女 , 江 苏 江 阴 人 , 讲 师 , 研 究 方 向 为 电 子 技 术 应 用 和 高 频 开 关 电 源 的 设 计 与 应 用 。1引 言近年来, 随着数字技术的不断发展, 数字控制越来越多地被引入开关电源的设计中 。 数字控制 克服了以往全桥移相 PWM 开关电源 DC/DC电路 中模拟控制芯片存在的误差 、 老化 、 温度影响 、 漂 移 、 非线

2、性不易补偿等缺点,提高了电源的灵活 性 、 适应性和可靠性 1。 在此对全桥移相 PWM 开 关电源的数字化控制方案进行了研究,在分析主 电路和控制电路各环节理论的基础上设计了一款 数 字控制 方 式的 20kHz 全 桥 移 相 PWM 开 关 电 源,并应用 Pspice 仿真软件对开关电源主电路的 运行情况进行了仿真,仿真和实验结果均表明系 统设计可行, 性能指标基本可以满足设计要求 。2PWM 开关电源的 DSP 实现方案该开关电源主要由主电路和以 DSP 为核心的控制电路组成 。 控制电路主要包括 DSP 数字控制器 、 IGBT 驱动电路 、 检测电路 、 保护电路以及辅助 电源电

3、路, 如图 1所示 。2.1主电路的设计图 2示出主电路 2。 U dc 为 220V 单相交流电源经整流滤波后的输出直流电压,经由 VT 1VT 4构 成的逆变电路产生高频开关脉冲,再经高频变压 器, 在次级线圈感应出交变的方波脉冲, 由全波整 流电路和 LC 滤波器消除高频成分 、 电流冲击并减 小电路的纹波系数, 得到所需的恒定直流电压 。逆变电路采用单相全桥逆变器结构, 4个功率开关器件 IGBT 在 DSP 控制回路作用下作周期 性的开关动作,将直流电压逆变成频率为 20kHz 的脉冲电压 。 采用 PWM 方式保持开关频率不变,全桥移相 PWM 开关电源的数字化控制方案石宏伟(江阴

4、职业技术学院, 电子信息工程系,江苏 江阴214433摘 要 :提出全桥移相 PWM 开关电源的 DSP 实现方案框图, 对其主电路和控制电路的硬件电路及参数估算进行了详细设计, 并对其数字控制系统的软件设计方法进行了研究, 全面介绍了一种全桥移相 PWM 开关电源的数 字化控制方案 。 经软件仿真和实验验证, 通过 DSP 实现数字控制, 输入电压在较宽范围内变化时都能获得满意 的控制效果, 表明该数字化控制方案是可行的 。关 键 词 :开关电源;数字控制;全桥移相 中图分类号 :TN86文献标识码 :A文章编号 :1000-100X (2011 09-0108-03The Digital

5、Control Scheme of Full -bridge Phase -shiftedPWM Switching Power SupplySHI Hong -wei(Jiangyin Polytechnic College , Jiangyin 214433, China Abstract :The general block diagram is proposed firstly , then the main circuit and control circuit of full -bridge phase -shifted PWM switching power supply are

6、 designed , and the software design method of digital control system is intro -duced.Finally the designed system is simulated with the Pspice simulation software.The simulation results show that the control effect is satisfactory when input voltage changes in a wide range and the digital control sch

7、eme is feasible. Keywords :switchingpower supply ; digital control ; full -bridge phase -shifted图 1总体结构框图108图 4DSP 的移相原理图通过改变驱动脉冲的占空比达到改变输出电压的 目的, 实现 24V 的恒压输出 。设计要求:输出功率 P o =3kW , 输出稳定的直 流电压 U o =24V , 则额定输出电流 I p =P o /U o =125A , 即为高频变压器次级电流 。 通过计算,初级电流I =5A ,则可得到流过 IGBT 的电流为 5A , 而加在 开关管两端的正向电压

8、为 550V ,据此选择型号 为 APT13GP120B 的 IGBT 。 逆变桥上的电容可选 用 2200pF 的电容 。 逆变电路的输出电压 500V 加至高频变压器初级, 在变压器作用下, 次级电压 为 20V , 这就要求变压器的匝数比为 25 1。全波整流电路将高频变压器输出的正负对称 的脉冲电压整流成单向脉动直流电压,然后采用 LC 输出滤波器将脉动直流变成满足设计要求的 直流电压 。 考虑电路的工作频率很高, 选择输出整 流二极管为反向恢复时间短的快恢复二极管 。 2.2控制电路的设计数字电源技术的核心是控制电路的数字化 3。 控制电路采用 DSP 芯片 TMS320LF2407

9、A , 内置两个事件管理模块 EVA , EVB ,处理速度为 40MIPS 。 采用移相控制方式, 通过 DSP 对给定信号 、 参 数反馈进行处理 、 运算与控制, 经驱动电路控制逆 变电路的 4个开关管 。 根据 U o 检测信号反馈进行 调节移相角, 当 U o 由于负载或输入电压波动下降 时,减小移相角,使逆变器输出电压方波脉宽增 加, 从而使 U o 上升到稳定值 。 反之当 U o 上升时, 增加移相角, 使逆变器输出电压方波减小, 从而使 U o 下降到稳定值,以达到高频电源数字化控制 。 开关电源中,当电源内部元器件随外部环境 的变化其性能参数发生变化 、 输入电压波动 、

10、外部 负载变化或某些突发事件出现时,均会引起输出 电压变化 。 输出电流电压反馈信号经低通滤波和 A/D转换后得到 DSP 所能接受并处理的数字信 号, 然后与给定量进行比较, 并完成 PI 运算, 得到 电源的占空比信号,最后 DSP 向 PWM 信号发生 电路发送信号, PWM 信号发生器经过驱动电路向 电源主电路的 IGBT 发送 PWM 信号, 从而控制开关器件导通和截止的时间 4,达到稳定输出电压 的目的 。 图 3示出数字控制电路结构框图 。采样电路完成输出电流 、 电压的采样 。 电路采 取光耦隔离措施, 可使主电路强电与 DSP 控制系 统弱电间保持控制信号的联系, 切断电气的

11、联系 。为保障电源安全可靠工作,保护电路的实时 监控和各种保护功能必不可少 。 因此, 必须对送入 A/D模块的电压电流及 其 他相关 信 号作实 时 检 测, 一旦超过给定值, 必须在短时间内切断主电路功率开关管 。 引脚被拉 为低电平, 并引发中断, 输出引脚置为高阻态, 封锁驱动信号, 关闭功率器件, 及时保护电源系统 。驱动电路是控制电路与主电路的接口,驱动 电路选用 IGBT 专用集成驱动芯片 EXB841, 4个 IGBT 的栅极驱动电路独立 。3系统软件设计DSP 数字控制能实现比模拟控制更为高级且复杂的策略, 数字 PID 系统易于实现模块化管理, 能消除因离散元件引起的不稳定

12、和电磁干扰, 可 在同样的硬件环境下尝试不同的控制策略,寻求 最优控制方案 。 3.1DSP 移相控制原理图 4示出移相控制原理 5。 电源工作频率由通 用定时器 1的周期寄存器 T1PR 给定,计数寄存器 T1CNT 采用连续增 /减计数模式 。 规定超前臂VT 1, VT 2为固定臂开关管, 软开关滞后臂 VT 3, VT 4为移相臂开关管 。 在每周期 DSP 互补输出 u PWM1和u PWM2,死区时间由死区控制寄存器给出, 避免上下 臂直通 。 VT 3, VT 4的移相角由比较寄存器 CMPR2给定, DSP 同样输出互补并带死区的 u PWM3, u PWM4。 实时改变 CM

13、PR2的值并保证 u PWM3和 u PWM4互补, 即可控制电源输出的占空比 。 只有 u PWM1与 u PWM4, u PWM2与 u PWM3同时为高时,电源才能传递功率 。 3.2数字 PID 算法采用数字 PID 控制器来实现电压和电流的动态稳定, PID 控制规律可表示为:u (t =K P e (t +1T I乙 e (t d t +T Dd e (t d ttt (1式中:u (t 为 PID 调节器输出量; T I 为调节器的积分时间; T D 为调节器的微分时间; K P 为调节器的增益 。图 3DSP 控制电路结构全 桥 移 相 PWM 开 关 电 源 的 数 字 化

14、控 制 方 案109第 45卷第 9期 2011年 9月电力电子技术Vol.45, No.9September 2011Power Electronics 图 724V 直流输出电压实验波形对式(1离散化, 得:u i =K P e i +TT I ij =0e j +T T(e i -e i -1(2根据递推原理可得:u i -1=K P e i -1+TIi -1j =0e j +T P(e i -1-e i -2(3由式(2 , (3得:u i =u i -1+KP (e i -e i -1 +K I e i +K D (e i -2e i -1+e i -2 (4式中:K I 为积分系

15、数, K I =K P T /T I ; K D 为微分系数, K D =K P T D /T 。3.3数字滤波数字滤波实际就是通过 DSP 对采样信号进行 平滑加工, 加强其有用信号, 消除和减少各种干扰 和噪声, 提高系统可靠性 。 在进行数据处理和 PID 调节前, 应首先对采样值进行数字滤波 。 系统采用 算术平均滤波, 对目标参数进行连续采样, 然后求 其算术平均值为有效采样值 。 3.4软件实现软件设计主要包括主程序 、 定时计数器中断 服务程序及控制算法程序设计 3部分,如图 5所 示 。 首先对系统初始化, 其中包括给控制寄存器赋 初值, 在等待中断的空闲时间内采集输出信号,

16、设 置 ADC 转换结束标志位为 1。 为保证程序的正常 运行要禁止看门狗,设置 PWM 信号的频率和死 区时间, 设置通用定时器 1和 2的控制寄存器, 设 置捕获控制寄存器检测下降沿 。 4系统仿真应 用 仿 真 软 件 Pspice9.2对 所 设 计 的 3kW/20kHz (125A/24V 开关电源进行了仿真 。 通过调 节超前桥臂与滞后桥臂间的移相角来调节输出电压的大小, 使输出电压保持稳定 。 仿真参数:输入 直流电压 U i =500V ; 输出直流电压 U o =24V ; 变压 器初 、 次级匝比 N =25; 附加谐振电感 L r =20H ;主功率开关管 VT 1VT

17、 4采用 APT13GP120B ;输出 整流二极管 VD 5, VD 6采用 DD200KB 。图 6a 示出高频变压器初级电压和电流仿真 波形 。 由图可见, 由于两桥臂驱动脉冲的移相角的 存在, 使 u ab 波形中出现 “ 零电压平台 ” ; i p 波形经 历了从缓慢上升 缓慢下降 正向急剧下降 过 零 反向急剧上升 缓慢上升 缓慢下降 反向急剧下降 过零 正向急剧上升 的过程 。 图 6b示出整流滤波输出电压波形, 可见, 直流输出电压 基本达到要求, 纹波也不太大 。5实验结果及分析制作了一台 3kW/20kHz (125A/24V 大功率 高频开关电源样机, 输出电压电流均可调

18、 。 实验参 数:单相输入电压 220V/50Hz , 输出功率 3kW , 工作频率 20kHz , 图 7示出实验波形 。 可见, 输出 直流电压较为平稳, 输出波形良好, 验证了所选电 路结构的正确性与合理性 。 实验结果表明在开关 电源中用数字控制器代替模拟控制器是可行的 。6结 论结合当前高频开关电源的发展现状,研究了 全桥移相 PWM 开关电源的数字化控制方案, 根据性能指标设计了一款 3kW/50kHz 高频数字开 关电源,介绍了基于 DSP 的控制电路设计方案, 并针对高频开关电源中的一些问题进行了详细研 究, 最后验证了设计方案的正确性和可行性 。参考文献1张占松, 蔡宣三