抽头式电感器提高离线降压转换器的性能解析

1、抽头式电感器提高离线降压转换器的性厶匕能单的降压转换器对于低功率电源非常有用，且性价比高，适用于输入至输出隔 离非必需的 应用。而在离线主电源中，由于转换器输出电压较低，输入至输出 电压差过高，增加了降 压转换器中的峰值 - 平均电流比，导致电源元件工作的占 空比极低，并通常会降低能效和 电路性能。本文介绍一种解决方案，即利用抽 头式降压输出扼流圈来解决这些问题。 降 压转换器工作图 1所示为 300mA 、 12V 输出电压（功率 3.6W ）的传统离线降压转换器。 该转换器采用了安森单的降压转换器对于低功率电源非常有用，且性价比高，适用于输入至输出隔 离非必需的 应用。而在离线主电源中，由

2、于转换器输出电压较低，输入至输出 电压差过高，增加了降 压转换器中的峰值 - 平均电流比，导致电源元件工作的占 空比极低，并通常会降低能效和 电路性能。本文介绍一种解决方案，即利用抽 头式降压输出扼流圈来解决这些问题。降压转换器工作图 1 所示为 300mA 12V 输出电压 （功率 3.6W ）的传统离线降压转换器。该转换器采用了安森美半导体的集成 MOSFE 的 NCP1014 单片电流模式控制器，使电路 最简洁；当 然，也可以采用分立控制器 NCP1216 和一个独立的 MOSFE 来配置。 稳压和反馈由齐 纳二极管Z1、相关电阻R2和R3及光耦合器U2所构成的简单 网络来达成。需要光耦

3、合 器是因为 NCP1014 空制器的接地位于开关节点，而光 反馈是克服相关的 dV/dt 和其他 类型分立反馈和 / 或电压偏置电路相关高压问题 的最简单、最经济方法。这个电路图还包 括一个简单的传导型电磁干扰（EMI ）滤波器，含 C1、 C2、 L1 和 C3 构成的 n 网络。图 1 离线降压转换器带传统电感如同典型的降压工作，大电容 C3 两端的离线电压为 U1 的内部 MOSFE 漏极（引 脚 3） 提供直流电平， MOSFE 的源极（引脚 4）会控制直流电平的开和关，并提供给由电感L2和电容C4组成的滤波器。这个由电感 L2和电容C4组成的L/C输 出滤波器通过由Z1/U2 组成

4、的电压感测 /反馈电路和 U1 中的脉宽调制 （PWM） 将 开关矩阵波形均化为C4所需的直流输出电压。当 U1中的MOSFE处于关断状态 时，续流二极管D5为L2续 流。降压转换器的直流输出电压由 Vout=DX Vin所确定。其中，D是L2输入提供的 矩形波 的占空比 （MOSFE 导通时间除以总开关周期 T）; Vin 是提供给降压开关 电路的直流电 压。对于 120Vac 额定输入和 12Vac 输出而言，我们能够轻松地计 算出内部 MOSFE 开关的所需占空比 DoD=Vout/(Vinac x 1.4)=12/(120 x 1.4)=0.07对 100kHz 的开关频率 ( T=1

5、0 卩 s) 而言，这个占空比非常小，相当于0.07 x 10 卩 S=0.7 卩 S 的导通时间。这样短的导通时间实际上不比控制器的内部 传播延 迟长多少，并没给因负载改变的脉宽动态范围多少余量，且当负载电压 降至使 L2 电流不 连续时，自然会导致子开关 (sub-switching) 进入频率脉冲跳 周期工作模式。这个模式工 作也许可行，只要电源的输出纹波不是太高和/或电 感中没有可听噪声。在低占空比模式下，还需要提高主输出扼流圈 L2 的电感，以避免在最低额定输 出负载时 出现非连续导电模式 ( DCM) 。电感设计也与 MOSFE 的峰值 -平均电流 比有关。流经内部 MOSFET

6、U 的峰值电流是输出负载电流和 L2 的磁化电流之 和。在额定线路条件 (C3 上 165Vdc) 下，开关周期末期的峰值磁化电流由 E=Lx dI/dt 这个关系等式所确定。整理这个 等式可得到： dI=(E x dt)/L 。本例 中的磁化电流就为：dl=(Vindc- Vout) x dt/L=(165 -12) x 0.7/750 卩 H=0.143A 峰值 MOSFE 电流将是： 300mA 最大负载电流 ) +143mA=443mA 假定没有容限变化， NCP1014 勺额定规定过流 脱扣 ( overcurrent trip)电平是450mA 因此，这里的问题就是我们怎样才能避免

7、上述低占空比问题，并能使用相同的半导体器件，做最少的电路变更而从这个降压转换器获得尽可能大的输 出电流。解决方案图 2 离线降压稳压器采用抽头式电感和电流升流输出只要做出修改，便能解决与低占空比相关的问题。从图 2 所示的抽头式电感降 压转换器电 路图可见，它还能提供更大的输出电流。从输出端将电感抽头在 25% 并在这个节点连接续 流二极管，我们可将 MOSFE 新的占空比提高至接近 D =0.24 或 2.4 卩 s, 而输出电流可 增加大约3倍至近1A。扩展后的占空比D和峰值电流升流效应Iboost之间的关系如下。D =(N+1)/N+(Vindc/Vout)组拥有 3 倍其中，N是抽头任

8、意端两个绕组的匝数比。在本例中，左端或抽头输入端的绕 于输出或抽头续流端绕组的匝数。峰值电流升流能力由下面的公式 确定。Iboost=(N+1)/(N xVout/Vindc )+1 直流电压输出至输出转换等式这时候变为： Vout=Vindc/(N+1)/D-N这种解决方案的可行性 电感中的电流必须连续的这种说法是不正确的。事实上，电感的电流I与匝数N的乘积却是必须连续的，也就是说， NI的值在整个开关周期 T内都必须保 持 恒定。在抽头式电感中， MOSFE 导通时的 N 为全部的电感匝数。但是，当 MOSFE 关断时，绕组输出端的电流必须迅速增加至峰值电平，即导通电流的 4 倍，因为输出

9、或续流二极管的匝数只是整个绕组匝数的 1/4 。这个转变的典型 电流波形如图 3 所示。图中， MOSFE 导通 A 段为电压在整个电感上的磁化斜 坡。当开关关断时， B 段中出现电流中断， 电流在此处跃升至由峰值电流。电流上升-下降斜线C由输出电压和 MOSFE关断时续流二极管上的压降所确定， 并可由这个关系等式表示： dl=（E X dt）/L 。需要注意的是， L 是 全通态绕组电 感的 1/16 ，因为电感与 N 的平方成正比。由于电感会调整经过它的电流波 形，续流绕组在关闭时间的波形区域大于导通时间电流波形的区域，因此平均输出电流会更高。图 3 抽头式电感的电流波形局限及实际考虑 当

10、输入至输出电压差减少时，升流的好处将会消失。再从另一角度看电流升流关系，由 lboost=（N+1）/（N X Vout/Vindc）+1 可知，当输出电压 Vout 接近输入电压 Vin 时，分母变成N+1,整个算式的值减小。在输入电压极高时，这个算式的值接近N+1,因而在某个合适的点对电感进行抽头，就能够有效地将输 出电流升流。这个关系等式说明了峰 值电流升流效应，但由于电感的集成效 应，实际输出电流增加会是电流波形的加权平均。由于绕组两段之间泄漏电感的负面影响， 抽头在电感的位置及如何获得抽头节 点也很重要。 抽头应使用多线并绕组 （multifilar winding） 技术，这种技术

11、能 实现对称及交错的绕组，降 低泄漏电感。对于图 2中的电感 L2 来说，线圈应当采用平面绕组 （flat winding） 制造 （ 没 有绞合 ） ，四个绕组同时绕 （ 四线并绕组，“四条线并列” ），然后以串行辅助方式连接 四个绕组 （一个绕组的“结束”顺 接下一个绕组的“开始” ）。第三段至第四段的连接成 为续流二极管的抽头。这 种绕组技术确保所有绕组具有对称的磁通量“沉浸”，而泄漏电 感极小。对于较低输入电压而言，绕组配置可以采用双线绕组来实现，这时（电感）仅有两个绕组，抽头位于中间点，而两个绕组在这个中间点以串联相加形式连接。在这种情况下，上述关系等式中的 N 变为 1, 因为绕组

12、拥有相等的匝数。一个好方 法是选择一种将扩 展的占空比 D 置于 0.2 和 0.5 之间某处的配置。如果使用传统降压转换器， D 大于 0.25， 那么抽头式电感方法将可能没有好处。 实践显示，对电感进行抽头使得 N 等于 1、2 或 3（取 决于输入至输出电压比 ）时常将会有满意的结果。抽头式电感的另一个后果是 U1 中开关 MOSFE 的源极上额外的负电压偏移，因 为这时续 流二极管无法直接将这个电压钳位至低于输出共轨的二极管压降。MOSFE 上的额外负电压将是降压输出电压加上二极管压降，再乘以续流绕组的 全部电感绕组的匝数比所得。采 用上述多线线圈绕组技术，这个尖峰应当可以最小化；但视乎 MOSFE 的额定电压，在开关节点至输出共轨间可增加一个小型 电阻/电 容（R/C）缓冲器（R4及C8），能够消除尖峰。假定通用主电源在高压（270Vac）输入，MOSFE 上的峰值电压将是在 500V 左右，在 NCP1014 勺 700V 额定值以下。另外一个受抽头式电感影响的问题是输出电容 C4 的额定纹波电流。 MOSFE 关闭时，电 感电流中突兀的电流步幅将被电容感测到，而这个