带隙基准学习笔记

1、带隙基准设计A.指标设定该带隙基准将用于给LDO是供基准电压,LDO的电源电压变化范围为到,所以带隙基准的电源电压变化范围与LDO的相同.LDO勺PS裱受到带隙基准PSR勺影响,故设计的带隙基准要有高的PSR由于LDO是用于给数字电路提供电源,所以对噪声要求不是很高.F表该带隙基准的指标电源电压输出电压温度系数35ppm/CPSRDC1MHz-80dB,-20dB积分噪声电压(1Hz100kHz<1mV功耗<25uA线性调整率<%B.拓扑结构的选择上图是传统结构的带隙基准,假设MiM3尺寸相同,那么输出电压为Vbe是负温度系数,对温度求导数,得到公式(Razavi,Page3

2、13):其中,m-o如果输出电压为零温度系数,那么：2得至上带入:得到：在27°温度下,输出电压等于,小于电源电压,可这个电路并不能工作在电源电压下,由于对于带隙基准里的运放来说,共模输入范围会受到电源电压限制,电源电压的最小值为：其中,VBE2是三极管Q2的导通电压,VgS_input_differential_pair是运放差分输入管对的栅源电压,Vover_drive_of_currentsource是运放差分输入管对尾电流源的过驱动电压.对于微安级别的电流,可以认为：这里将差分输入对的体和源级短接以减小失配,同时阈值电压不会受到体效应的影响.假设差分对尾电流源的过驱动电压为1

3、00mV那么,电源电压的最小值为：下表列出了工艺P33晶体管阈值电压和三极管的导通电压随Corner角和温度变化的情况：-402780slow-826mV-755mV-699mVtypical-730mV-660mV-604mVfast-637mV-567mV-510mVBJT的Vbe-402780slow830mV720mV630mVtypical840mV730mV640mVfast860mV750mV660mV可以计算出在不同温度的Corner角下电源电压的最小值:-402780slowtypicalfast可以看出,对于大局部情况,电源电压无法保证带隙基准中运放的正常工作,所以必须改良

4、电路结构,使其可以工作在电源电压下.上图是一种实用的低压带隙基准的结构,假设MiM3尺寸相同,同样假设：那么,输出电压为：如果输出电压为零温度系数,那么：得到：带入：得到：可以通过设置R3与0的比值,将输出电压设定在任意值.误差放大器输入端在Ni和N2处,通过将R2A1/R2A2设置为1,将这两点电压设定为BJT导通电压的二分之一,计算出在不同温度和Corner角下电源电压的最小值：-402780slowtypicalfast可以看到,最坏情况出现在SlowCorner角低温下,电源电压最小值仍然小于,意味着这种结构可以满足本次低压设计的要求.R2A1/R2A2越大,电源电压的最小值越低,不过

5、带隙基准环路增益也变低了.将R3/R2设置为1,输出电压可以为,但是这时候带隙基准的低频PSR会变差,为了提上下频PSR运放的增益要很高,但是在这种电路中,PSR不仅与运放增益有关,还与输出级PMOS1体管的输出电阻有关,如下列图所示：当PMOS1体管M3输出电阻足够小的时候,M3的栅源电压微小变化引起的电流变化与流过M3小信号输出阻抗的电流相比可以忽略不计,那么此时可以近似认为M3的栅源电压交流短路,那么,有：其中ro为PMOS1体管M3的小信号输出阻抗,这个输出阻抗与漏源电压有关系,将PMOS1体管偏置电流设为5uA,宽长比分三组,各为10um/1um20um/2um40um/4um电源电

6、压设为,漏端加一可变电压V1,V1从0V扫描到,如下列图所示：测量PMOS1体管M0、Mi、M4的小信号输出阻抗随V1的变化关系,得到如下数据：可以看到,晶体管的输出阻抗随漏源电压的增加而增加,随沟道长度的增加也变大,当V1升高到时,三种沟道长度的晶体管的输出阻抗减小到大约660k的数值,一般来说,R3的数量级在100k左右,如果在电源电压为时,带隙基准输出,那么,此时的PSRM:为了提上下频PSR就必须在尽可能提升运放增益的情况下,增加PMO系体管的小信号输出阻抗ro,这一举措首先是通过减小带隙基准输出电压来实现,带隙基准输出电压要接在LDO的误差放大器输入端,如果误差放大器使用NMOST作

7、为输入差分对,那么其共模输入电压至少为NMOST的栅源电压加上尾电流源的过驱动电压：用下列图可以仿真出误差放大器最低共模输入电压的数值：用5uA的电流偏置二极管连接的宽长比为20um/1um的NMOST,将其源级用100mV的电压偏置,模拟尾电流源的过驱动电压,将体接到地上,测量晶体管栅极电压,这个电压大致等于误差放大器的最低共模输入电压,结果如下表：-402780slow945mV876mV830mVtypical822mV753mV704mVfast700mV630mV580mV最坏情况发生在SlowCorner角低温情况,此时误差放大器共模输入电压为,这就意味着如果用NMOST作为误差放

8、大器输入管,那么带隙基准输出电压不能低于.但是这时候输出级PMO系体管的小信号输出阻抗已经变的很小,比方当L=2um时,由上面的图可以看到,输出阻抗为大约为7M欧姆,此时PSR不是很高.所以误差放大器的输入管采用PMOS匕较适宜,为了提升匹配,降低噪声,PMOST的体和源级可以短接,进一步提升了最高共模输入电压.共模输入电压最多为电源电压减去PMO甯的栅源电压再减去尾电流源的过驱动电压:假设过驱动电压为100mV用同样的手段宽长比20um/1um偏置电流5uA可以得到最高共模输入电压值：-402780slow383mV445mV492mVtypical484mV548mV595mVfast58

9、5mV650mV699mV可以看到,最坏情况发生在SlowCorner角低温下,带隙基准输出电压必须低于383mVt能使所有Corner角都能满足误差放大器共模输入范围的要求.但是带隙基准输出电压越低,LDO的噪声性能越差,故将带隙基准输出电压设置在400mV实际上,可以增加PMOS1体管的宽长比,使在SlowCorner角低温下,最高共模输入电压大于400mVW可.把带隙基准输出电压降低到左右,使PMOS1体管漏源电压有较大的提升,提升了输出阻抗,如当L=2um时,由上面的图可以看到,输出阻抗为大约为23M欧姆,从而提升了PSR这个数值还是不够高,必须寻找其它结构来提升PSR实际上,低频时,

10、PMOSI1体管栅极电压并不是与电源电压同步变化的,如果运放低频增益很高,那么,在低频时,可以认为晶体管Mi、M2的漏端电压不随电源电压变化,等效为接地,如下列图所示：假设Mi、M2、M3尺寸一样,当电源电压变化V时,PMOS1体管Ml、M2、M3栅极电压变化了V1,对于M2,由基尔霍夫电流定律,可以得到：那么,如果输出级PMO漏体管的ro1等于Mi和M2的输出阻抗r.,那么流过Rl的电流将约等于零,PSR会有很大的提升,但是对于M1、M2,它们的漏极电压为BJT导通电压,大约为,对于M3,由于输出电压为,它的漏极电压与M1、M2显然不同,所以：为了使它们相等,在晶体管Mi、M2、M3漏极参加

11、一层cascode管,如下列图所示：这层cascode管强制使晶体管Mi、M2、M3的漏极电压相等,从而保证roi与r.相等,提升了PSR由于输出电压为,Cascode管的栅极电压直接接地即可,省去了偏置电路,降低了额外的功耗.当然,这个结论是在运放增益足够大保证运放输入端电压的变化足够小,可以近似认为接地的条件下得出的,那么运放的设计要保证这个条件的成立.为了使运放输入端对地电压根本不变,必须提升环路增益,由于电源电压变化范围在到内,当电源电压降至时,折叠式共源共栅放大器将不适用,可以采用两级运放,加Miller电容补偿,也可以采用如下形式的误差放大器结构：这种结构中,在Vbias处有一个二

12、极管连接形式的晶体管,它为带隙基准主电路和运放尾电流源提供偏置电压,当电源电压变化时,这个二极管栅极电压和电源电压同时变化,这样一来低频PSR会减小很多,该运放为单级运放,主级点在第一级输出端,非主级点在Vbias处而且在高频,只需在主级点处加电容即可保证稳定性.带隙基准结构不包括启动电路如下列图所示：C.零温度系数设计假设M9、Mi.、M11尺寸相同,且：那么,输出电压的表达式为：假设要得到零温度系数,那么根据前面推导过公式,有：带入输出电压的表达式,得到：要得到400mV勺输出电压,那么,得到：考虑幅员布局的对称性,将N设为8.现在仿真正温度系数电压特性,理论值为：用的PNP33I,发射2

13、面积用5X5的,Q2和Q4的N=8,Q1和Q2的N=1,Q1和Q2的偏置电流设在1uA,Q3和Q4的偏置电流设在10uA,如下列图所示：温度从-40°扫描到80°,测量VQ1-VQ2WVQ3-VQ砸温度变化的曲线,得到下列图：实测值为：附上两个Corner角的数据：Cornerslpoefastslow可以看出,正温度系数斜率几乎与偏置电流无关,与Corner角也无关,实测值与理论值根本吻合.现在仿真Vbe的负温度系数,理论值为：其中,m3,假设Vbe为,在300K时,可以计算出斜率为21.6mV/K.在所关心温度范围(-40°80)内求平均值,用的PNP33I,

14、发射2面积用5X5的,Q1和Q2的N=1,偏置电流分别为1uA和10uA,如下列图所示：测量VQ1和VQ2随温度变化的曲线,结果如下：得到负温度系数为：附上两个Corner角的数据：Corner1uA10uAslowtypicalfast可以看出,BJT的负温度系数电压几乎不随Corner角变化,会随偏置电流变化,将带隙基准BJT的静态电流设在10uA以内,那么近似认为负温度系数为：由公式：得到：可以得到：至此,我们得到了产生输出400mV具有零温度系数电压的带隙基准的电阻比例:电阻比例确定后,下一步是确定电阻的绝对数值,这涉及到功耗,噪声,面积的折衷,下面附上带隙基准电路图.从上图中看出,带

15、隙基准的偏置电流正比于流过晶体管M9、M10的电流,而流过它们的电流等于：减小Ri,可以减小带隙基准的面积,带来的害处是功耗的增加,然而高的功耗可以减小带隙基准的噪声.的设计上图是小信号电路图,在分析PSRR时,假设电源电压变化了V,可以计算出M6栅极电压的变化量V1和输出电压变化量VREF,那么:由于晶体管M12、M13、M14不决定各支路电流大小,故在计算PSRR寸忽略这三个晶体管,同时另：当电源电压变化后,晶体管M5栅极电压将发生变化,这个变化是由两条信号通路同时叠加引起,一条通路是：电源电压变化后,有小信号电流流入Vin和Vin节点,信号被运放放大后在M5栅极产生一个电压VM5a,这个

16、电压为：另一条通路是：电源电压变化后,有小信号电流通过M7流入Mi和M2源级,流入大小为1/gm4的电阻后,在M5栅极产生一个电压VM5b,这个电压为：在M5漏端,根据基尔霍夫电流定律,有：联立上面三个方程组,得到下面公式：得出：由于：所以上面公式简化为：从某种意义上说：1越接近1,PSR越大.由简化后的公式可V以看到,除了增大运放开环增益gm2r0211ro4之外,还可以提升M5的本征增益gm5ro5和M9的本征增益gm9ro9.当：和：日寸,表达式化简为：如果：我们得到：也就是说即使gmJRBJgmzg11r04gm5ro5无穷大,V还是会变化,直观上可以这样理解：当gm9皿#gm2.2|

17、04gm5ro5无穷大的时候,M9漏端可以认为接地,那么流过M9的电流一定会流入ro9：所以：现在分析输出端,如下列图所示：假设输出晶体管Mii的跨导为gw,输出阻抗为ron,假设Rlroll,那么我们可以得到公式：可以得到PSRRg达式：这个表达式告诉我们一个重要结论：当：足够大的时候,PSR也要由M9还有MJ和Mii的匹配程度决定,这也就是为什么要加一层cascode管下列图黑色圈内局部的原参加cascode管以后,晶体管m9、M10、M11漏端电压近似相等,那么它们的小信号输出阻抗的差距就不是很大,跨导也近似相等,所以PSR总升高.综合以上分析,可以看到,提升PSRR勺手段主要由三个,一

18、是带隙基准要具有足够大gm91R*gm2(ro211r04)gm5ro5,这主要是通过提升运放增益和M5的本征增益来实现,二是提升M9和M10的本征增益,三是提升晶体管m9、m10、M11的匹配,可以通过参加cascode管使其漏源电压相等和增加M9、M10、M11的面积减小随机失配两种途径来实现.E.噪声的考虑带隙基准的噪声主要是指中低频(1Hz100kHz)的噪声,高于这个频段的噪声会被电容滤掉,实际上如果带隙基准外接uF量级的片外电容,那么只需考虑1kHz一下的低频噪声.上图中,由于晶体管Ms、M6、M7产生的噪声电流在M5漏端产生的噪声电压要比晶体管MiM4的噪声电压在Ms漏端产生的噪

19、声电压小gm5(r0211r04)倍,所以晶体管M5、M6、M7的噪声可以忽略不计；此外,晶体管Mi2、Mi3、M14产生的噪声电压在中低频范围内被强源级负反应抑制掉,所以也可以忽略不计下面计算带隙基准的噪声.most的噪声可以用一个与其并联的电流源来表示,如下列图：单位Hz的平均功率电流为：第一项为热噪声,第二项为1/f噪声,其中和K是与工艺有关的常数.运放产生的等效输入噪声电压实际为电压的平方,表示在1欧姆电阻上产生的噪声功率为:gm3C0XW3L3f心(4kT2嬴f(4kT*dkf(4kT现在求这个噪声电压到输出端的增益,如下列图所示:假设gm9等于gm10,另:由基尔霍夫电流定律:得至

20、上又由于：所以运放噪声在输出端产生的电压为：M9的在输出端产生的噪声电压可以用下列图计算出：假设gm9等于gm10,由基尔霍夫电流定律：得到：又由于：所以M9的噪声电流在输出端产生的噪声电压为：同理可得M10的噪声电流在输出端产生的噪声电压为：M11的噪声电流在输出端产生的噪声电压为：两个电阻R2在输出产生的噪声电压为：电阻R在输出产生的噪声电压为：现在计算电阻R在输出产生的噪声电压,如下列图所示：设三极管Q1和Q2的小信号电阻分别为Rq1和Rq2,由于流过三极管的电流相等,所以这两个电阻相等,由基尔霍夫定律:得到：得出电阻Ri在输出产生的噪声电压为：可以得到总的输出噪声电压为：一般来说,有：

21、那么,可以得到：假设：将噪声简化,得到：其中：现在计算RQ1和RQ2：其中：之前设计的电阻比例为：所以有：所以：所以：将噪声表达式简化,得到：之利用前得到的产生400me出电压的电阻表达式：将N=8带入,继续简化,得到：假设流过M9、M10、M11的电流较大,将它们工作在强反型区,为了降低功耗,减小了流过M1M4的电流,将它们工作在亚阈区,利用跨导公式：得到：之前推导得到,在输出带隙基准电压为零温度系数的条件下,R1与IDM9的关系为：带入噪声表达式,得：继续化简,得到表达式：由上面的噪声表达式可以看出,一但电阻R1、旦、R3比例确定后,运放在输出端产生的噪声电压就与R1的大小无关了.要减小运

22、放的等效输入热噪声电压,只有一种选择,就是是增加运放的偏置电流.要减小运放的等效输入1/f噪声电压,可以增加W或Li,也可以增加WA或L4.由晶体管M9、M10、M11产生的热噪声电压与R1有关,可以看到,减小R1不但减小了电阻本身产生的热噪声电压,而且减小了晶体管M9、M10、M11产生的热噪声电压,付出的代价是流过晶体管M9、M10、M11的电流增加,功耗变大.由上面公式还可以看出,晶体管M9、Mi.、M11产生的1/f噪声电压也与R有关,要减小1/f噪声电压,可以增加L9,或者减小R1o通过上面的讨论可知：要减小带隙基准的噪声,一是要减小运放的等效输入噪声电压,可以通过增加电流和晶体管的

23、尺寸来实现.二是要减小电阻和M9、M10、M11的噪声,不仅可以通过增加尺寸来实现,还可以通过在保持R、q、&比例不变的情况下减小R来实现,代价是电流增加,导致功耗增加.所以,带隙基准的噪声与功耗和面积是一对矛盾的东西,只能在三者之间折衷.F.电路参数设计上图为带隙基准电路结构,在前面表达中,我们得到了产生输出400mVB温度系数电压的电阻比例：由流过M9电流的公式：可以选择电阻Ri进而确定其他电阻,将Im9设为4.5uA,得到Ri的值：进而得到：加大M9>Mi.、M11的尺寸既可以提升它们的匹配从而提上下频PSRR又可以降低噪声,所以其沟道长度应该取得较大,这里取2um,沟道宽

24、度选择8um,finger数等于4,如果finger数取太大,会导致运放反应环路稳定性下降.由于m6、m7与m9、M10、M11是电流镜关系,所以其宽长比与m9、M10、M11相同,不过finger数可以不相同,由于运放反应环路中非主级点在M6栅极,所以流过M6的电流可以大一点将非主级点外推,finger数取4.对于m7,原那么上加大finger数可以增加流过它的电流,减小MiM4的热噪声,但是由于i/f噪声在低频时占更大的比重,它与电流无关,故加太多电流不会减小太多的热噪声,而且浪费功耗,所以将M7的finger数取2即可,电流为流过M6的一半.对于M12、M13、M14,大的沟道长度使它们

25、的源极电压趋于相等,有利于改善M9、Mio、M11小信号输出阻抗的匹配,提上下频PSRR在这里,Mi2、Mi3、Mi4的尺寸和M9、Mi0、Mii设为相同.对于Mi到M4,必须增加尺寸,以减小噪声.MiM2的尺寸设为8um/2um,finger数等于8,M3M4的尺寸设为8um/2um,finger数等于2,为了减小失调,M5的尺寸设为8um/2um,finger数等于8.为了提升负反应环路的稳定性,使用NMOS电容,大小为20um/10um,finger数等于4.三极管选发射结面积为55的PNP管,较大的发射结面积可以减小正向导通压降,从而降低了电源电压.在推导带隙基准温度系数表达式中,默认

26、电阻的温度系数为零,实际上电阻也是有温度系数的,那么,在选择电阻材料时要尽可能选择温度系数低的材料.smic13工艺有以下几种电阻,它们的温度系数和方块电阻列表如下：电阻种类器件名TC1R-sheetSiliciden+diffusionrndifSilicidep+diffusionrpdifSiliciden+polyrnpoSilicidep+polyrppoNwellunderstirnwsti1120ohmNwellunderaarnwaa453ohmNon-siliciden+diffusionrndifsab70ohmNon-silicidep+diffusionrpdifsab

27、147ohmNon-siliciden+polyrnposab267ohmNon-silicidep+polyrpposab317ohm从上图可以看到,非硅化p+多晶硅电阻具有远小于其他种类电阻的温度系数和较大的方块电阻,所以选择非硅化p+多晶硅电阻.尺寸如下表列出：电阻名称尺寸Finger数阻值8R2A1、R2A2、R2B1、R2B23926G.启动电路该带隙基准有三个简并点,第一个简并点为正常状态,输出400mV基准电压,第二个简并点为所有晶体管都关断、三极管截止的状态,此时电路里没有电流流过,第三个简并点是这样的,只有三极管处于关断状态,M9和M10导通,有电流流过R2,此时运放正负输入

28、端电压相等,M9和M10栅极电压稳定在一个随机值,输出电压在0mV1|400mV之间远小于400mV接近0V.为了使电路在启动时不至于错误的工作在两个简并点上,必须加额外的启动电路,使电源上电完能够保证电路工作在正常状态.黑圈内是该带隙基准的启动电路,由晶体管M15、M16、M17组成Mi5栅极接地.下面说明工作原理：一开始电源没上电时,所有节点电压都为零.当电源电压上升时,由于没有电流流过二极管连接的M6,所以M6的栅极电压将跟随电源电压变化,当电源电压上升到大于PMOS管的阈值电压时,M15和M16导通,有电流流入M5和M17的栅极,因为M栅极对地可以看成是一个大电容,而且M15是倒比管,

29、跨导即驱动水平很小,所以这个节点电压上升速度非常缓慢,在电源电压不高的时候可以认为是近似接地,所以Mi6的栅源电压随着电源电压的升高继续增大,电流经Mi6流入M5栅极,导致其栅极电压增大,如图中黄色线所示,此时M6栅极电压被拉到接近地的电位.随着电源电压继续上升,M9和Mio导通,栅源电压逐渐增大,Mi2和Mi3漏极电压开始上升,直到导通三极管Qi和Q2,此时,Mi6栅极电压上升到足矣关断Mi6的程度,流过Mi6的电流最终减为零,由于此时启动电路已经不参与反应,所以电路固有的负反应使电路最终工作在正常状态.通过增加Mi6的宽长比、减小Mi5的宽长比以及增加Mi7的尺寸,可以提升启动电路的速度.

30、所有管子的尺寸在下表列出器件名称尺寸器件名称尺寸H.仿真结果1 .温度系数仿真由于带隙基准的电源电压要求是到,仿真两种电源电压下不同Corner角的温度系数,温度从-40变化到80°.下列图为电源电压为时不同Corner角下输出电压随温度变化的曲线：由Vbe的温度系数表达式：可以看出,三极管导通电压随Corner角的变化同样影响了Vbe的温度系数,导致在不同Corner角下温度系数不同.实际上也可以这样解释,之前已经说明,BJT的负温度系数电压几乎不随Corner角变化,这个结论是建立在BJT的电流不随Corner角变化的前提下的,实际上,当Corner变化后,电阻R阻值的变化引起了

31、偏置电流的变化,从而造成BJT的负温度系数电压的变化.在typical情况下,正温度系数与负温度系数刚好抵消,所以曲线呈开口向下的抛物线形状,在fastCorner角,由于vbe变大,导致负温度系数Vbe/T变小,从而正温度系数项占优势,所以输出电压随温度升高直线增加.在slowCorner角,由于Vbe变小,导致负温度系数Vbe/T变大,从而负温度系数项占优势,所以输出电压随温度升高直线减小.F表总结了电源电压为时输出电压的数据.Corner输出电压变化量温度系数typical407mVCfast415mVCslow399mVcF表总结了电源电压为时输出电压的数据.Corner输出电压变化量

32、温度系数typical407mV9ppm/Cfast415mV35ppm/Cslow399mVC可以看到,输出电压几乎不随电源电压变化,但是随Corner角变化比拟大,原因解释如下：测量Corner角下电阻和三极管导通电压变化的关系,得到：Cornertypical692mVfast713mVslow31k674mV由带隙基准输出电压表达式:得到下表：Cornertypicalfastslow可以看出,虽然电阻的比值在不同Corner角下稍有变化,但是影响输出电压变化的主要因素是三极管导通电压,将R3/R2减小可以降低输出电压随Corner角变化的程度,但是输出电压会变低.2 .PSRR的仿真

33、下列图为typicalCorner角常温时电源电压为时PSRR勺曲线：PSRR&DC时为-89dB,在1MHZ寸为-19dB.由于在所有Corner角下1MHZ勺PSR嘟约等于-20dB,所以下面不再列出1MHZ寸的PSRR下表总结了电源电压为时低频PSRR勺数据.Corner-402780typical-99dB-89dB-86dBfast-66dB-86dB-91dBslow-80dB-86dB-85dBF表总结了电源电压为时PSRR勺数据.Corner-402780typical-91dB-90dB-88dBfast-91dB-89dB-87dBslow-92dB-90dB-89

34、dB可以看出,除去-40°fastCorner角,带隙基准的低频PSRRt高-99dB,最低为-80dB,在大多数Corner角下为-90dB左右,唯独在电源电压、温度为-40°、fastCorner角时,PSRFW至U了-66dB,原因解释如下：上图为在电源电压、温度为-40°、fastCorner角时带隙基准部分电路的截图,可以看到M9与M10漏端电压为,Mii漏端电压为,它们之差为.看看在其他Corner角下这两端电压之差,下表列出：电源电压为时：Corner-402780typicalfastslow和输出阻抗要随漏源电压变化,所以在电源电压、温度为-40

35、°、fastCorner角时,M9与Mii跨导和输出阻抗匹配程度最差,根据之前推导的PSRRI达式：可以看出,在M9与Mil跨导和输出阻抗匹配很差的情况下,PSRR会变差,下面解释为什么在电源电压、温度为-40°、fastCorner角时M9与Mu漏端电压之差最大.对于晶体管Mi3来说,它工作在饱和区的条件是其漏端电压必须小于Mi3的阈值电压Vth,而且漏端电压等于三极管Q2的导通电压Vbe,也就是说要满足：现在测量VbeQ2VthM13在各个Corner角下变化的情况,列表如下：电源电压为时VbeQ2VthM13的值:Corner-402780typical806mV-900mV=-94mV692mV-850mV=-158mV600mV-810mV=-210mVfast827mV-819mV=8mV713mV-768mV=-55mV621mV-727mV=-106mVslow791mV-978mV=-187mV672mV-926mV=-25