跨导运算放大器及其Spice电路模型的构建

1、272.1 CMOS模拟集成电路基本单元2.1.1 MOS场效应管的基本结构绝缘栅场效应管又叫作MOS场效应管，意为金属-氧化物-半导体场效应管。图2.1为MOS场效应管的结构和电路符号。图中的N型硅衬底是杂质浓度低的N型硅薄片。在它上面再制作两个相距很近的P区，分别引为漏极和源极，而由金属铝构成的栅极则是通过二氧化硅绝缘层与N型衬底及P型区隔离。这也是绝缘栅MOS场效应管名称的由来。因为栅极与其它电极隔离，所以栅极是利用感应电荷的多少来改变导电沟道去控制漏源电流的。MOS场效应管的导电沟道由半导体表面场效应形成。栅极加有负电压，而N型衬底加有正电压。由于铝栅极和N型衬底间电场的作用，使绝缘层

2、下面的N型衬底表面的电子被排斥，而带正电的空穴被吸引到表面上来。于是在N型衬底的表面薄层形成空穴型号的P型层，称为反型层，它把漏源两极的P区连接起来，构成漏源问的导电沟道。沟道的宽窄由电场强弱控制。MOS场效应管的栅极与源极绝缘，基本不存在栅极电流，输入电阻非常高。20，21图2.1 MOS场效应管的结构和电路符号Fig.2.1 Structure and circuit symbol that MOS Field-Effect Transistor场效应管有P型和N型之分。这里的P型或N型，指的是导电沟道是 P型还是N 型，即导电沟道中是空穴导电还是电子导电。因为场效应管中只有一种载流子参加

3、导电， 所以又常称为 单极型晶体管”。P型沟道和N型沟道的MOS场效应管又各分为 耗尽型”衬底（C）和增强型”两种。耗尽型指栅极电压为零时，就存在导电沟道，漏源中间有一定电流增强型MOS场效应管，则只有在栅极电压大于零的情况下，才存在导电沟道。2.1.2 MOS场效应管的模型化MOS管的大信号（直流）特性可以用它的电流方程来描述。以N沟道增强型MOS管为例，特性曲线和电流方程如图2.2所示Fig.2.2Characteristicpropertycurveandelectriccurrentequation如果栅源偏置电压Vgs大于MOS管的阈值电压Vt,则在P型衬底的表面由于静电感应会产生大

4、量的电子，形成导电沟道。当漏区相对于源区加一正电压Vds时，在器件内部的沟道中就会产生电流Id。MOS管的工作状态可分为三个区，即电阻区(线性区)、饱和区和截止区。(1)截止区：VgsVt且VdsVt且VdsVgsVt。临界饱和条件为VDS=VGS-VT,临界饱和时的漏极电流为：KW2Id=-(Vgs-Vt)2(2.2)2L在饱和区，Vds增大时，Id几乎不变，所以上式也是饱和区的漏极电流一般公式。当考虑到沟道长度调变效应之后，饱和区的MOS管漏极电流为：Id=W(Vgs-Vt)2(1Vds)(2.3)其中，入为沟道长度调制系数，对于长度为L的MOS管，其大信号特性可近似认为人是常数，并只取决

5、于生产工艺，而与Id无关。22,23MOS场效应管的小信号模型输入信号的幅度与电源电压相比较一般很小，它在直流偏置工作点附近变化时，可以近似认为器件工作在线性区间。大信号特性可以确定器件的直流工作点，小信号特性可以用来设计器件和电路的性能。MOS管的小信号模型可以直接由直流模型得出。在大多数应用中，MOS管被偏置在饱和区工作，考虑到栅源、栅漏及漏源之间的寄生电容，MOS管的饱和区小信号模型如图2.3所示。gm-I D-VGS(2.4)式中，gm为跨导，表征输入电压对输出电流的控制能力对于在饱和区工作的模型参数，应用式2.2和2.4得：(2.5)/2KW,gm=i； R 二(VGS1 -VT1)

6、 (11VDS1)D其中，Id是漏极的直流电流图2.3小信号模型Fig.2.3 Small signal model当电路在低频工作时可以不考虑这些寄生电容的影响，此时的小信号等效电路如图2.4所示。图2.4不考虑电容影响的小信号等效电路Fig.2.4 Small signal equivalent circuit that dot consider capacitance affects2.1.3 CMOS电流镜电流镜是模拟集成电路中普遍存在的一种标准部件, 设计中，电流镜用来产生偏置电流和作为有源负载。基本CMOS电流镜在传统的电压模式运算放大器(a)基本NMOS电流镜(b)基本PMOS电

7、流镜图2.5基本CMOS电流镜Fig.2.5 FundamentalCMOSelectriccurrentmirror基本CMOS电流镜如图2.5所示，其中图(a)为NMOS电流镜，图(b)为PMOS电流镜。在图(a)中，Mi的栅源短接，VdsiVgs-Vti,所以Mi总工作于饱和区。只要Vds2Vdsi-Vt2,M2也工作于饱和区，漏极的交流输出电阻很高，这是图(a)作为电流镜的必要条件。在这个条件下，由式2.3,有：K2W22Io=U12L1如果Ml与M2完全匹配，有K1=K2, Vti=Vt2,九=加二入，则:Io _W2“1Vds2)Ir -wL2(1Vdsi)对于基本CMOS电流镜，

8、由于沟道长度调制效应的影响，当MOS管的漏源电压不 等时，会引起电流镜电流跟随误差。但由于CMOS级联电流镜(VgS2-Vt2)2(12VDS2)(2.6)(2.7)(2.8)入很小，所以误差也很小2L2(a)NMOS级联电流镜VDD(b)PMOS级联电流镜图2.6CMOS级联电流镜Fig.2.6 CMOSlevelunitesthevoltaicmirror图2.6为级联电流镜电路图。图中Mi与M3级联，M2与M4级联。图2.6为NMOS级联电流镜，图2.6(b)为PMOS级联电流镜。在图2.6中,有Io=Id2,Ir=Idi,Vgsi=Vgs2,由式2.3得：(2.9)七七也，(12VDS

9、2)匚一KiW1L2(1Vdsi)因为Mi与M3级联，Idi=Id3,又Vdsi=Vgsi,Vds3=Vgs3,那么当M1与M3的工艺参数相同时，由饱和区漏极电流表达式可知：Vgsi=Vgs3。M2与M4级联，有Id2=Id4,由饱和区漏极电流表达式可知：Vgs2=Vgs4。对于VdSI、VdS2,有VdS1=VgS1,VdS2=VgS3VGS4+VGS1,又VgS1=VgS2,可得:VdS1=VdS2。如果Mi、M2的工艺参数相等，那么可得:(2.10)IoW2L1Ir-WiL2当丝二姐L2Li时，有:(2.11)由于级联电流镜的漏源电压基本相等，其电流跟随特性较好，跟随精度较高2.1.4基

10、本源耦差分对电路的跨导分析源耦合差分放大器在模拟集成电路中有着广泛的应用，如集成运放的输入级均采用差分放大器的电路结构24。这是因为差分放大器只对差分信号进行放大，而对共模信号可进行抑制，有很强的抗干扰能力，并具有漂移小、级与级间很容易直接耦合等优点。如图2.7所示为一个基本的MOS源耦合差分对管电路。图中的M1、M2是完全对称的，具工作电流（IDI、ID2）由电流源Iss提供。输出电流ID1、ID2的大小依赖于输入电压的差值（Vi1-Vi2），但ID1和ID2之和恒等于电流源Iss,在M1和M2的漏极分别接上电阻负载或MOS管有源负载，即构成差分放大器，由电流输出转换成电压输出，实现电压放大

11、。ID1ID2.IEM1M23.Vi1Vi2Q1ssV-图2.7基本源耦合差分放大器电路Fig.2.7FundamentalsourcecouplingdifferencesamplifierscircuitMOS管M1和M2满足理想对称条件，具体效应和沟道长度调制效应均可忽略,并且始终工作在饱和区，则根据MOS管在饱和区的电流方程式有：(2.12)(2.13)(2.14)(2.15)Idi=K(Vgsi-Vt)2-、2ID2=K“GS2-Vt)式中,差模输入电压为：Vid =VgS1 -VgS2KW2L又：ID1ID2=ISS则联立可得:VidD1SS2从而得到源耦合差分对的输出电流为:I

12、O = I D1 - I D2 = . 2K I SS Vid 1Vid,2ISS跨导:2. 2K ISS(1-K)I SS1 _ K Vid2；2 I ss(2.16)(2.17)(2.18)(2.19)上式表明，CMOS源耦差分放大器的跨导与Iss的平方根成正比，同时也与K的平方根成正比，可通过调节偏置电流或差分对管沟道宽长比W/L来调节跨导的数值。2.2MOS-OTA基本电路模型及工作原理跨导运算放大器，简称OTA(OperationalTransconductanceAmplifier),是一种电压输入、电流输出的电子放大器，可分为双极型和MOS型两种，它们的功能在本质上是相同的，都是

13、线性电压控制电流源。但是，由于集成工艺和电路设计的不同，产生它们在性能上的一些不同，相对双极型跨导运算放大器而言，CMOS跨导运算放大器的增益值较低，增益可调范围较小，但它的输入阻抗高、功耗低，易与其他电路结合实现CMOS集成系统。2.2.1 OTA的基本概念OTA的电路符号如图2.8所示。-”号代表反相输入端，”十号代表同相输入端。IO是输出电流，Iabc是用于调节OTA跨导的外部控制电流。VpIo图2.8OTA的电路符号Fig.2.8TheOTAcircuitsymbol理想OTA的传输特性是：Io=gmVid=gm(Vp-Vn)(2.20)其中，Vid是差模电压，Vp、Vn分别是同相端与

14、反相端电压。gm是跨导，它是外部控制电流labc的函数。理想OTA的输入和输出阻抗都是无穷大。2.2.2CMOS-OTA基本电路模型及工作原理CMOS跨导运算放大器作为一种通用电路单元，在模拟信号处理领域得到广泛应用。CMOS电路的输入阻抗高，级间连接容易，又特别适用于大规模集成，因而CMOSOTA在集成电路，特别是在集成系统中的位置远比双极型OTA重要。CMOSOTA的结构框图如图2.9所示24:图2.9 CMOS跨导运放结构框图Fig.2.9 Structure diagram of CMOS OTA由图2.9可知，CMOSOTA的结构由差动式跨导输入级和M1M4四个电流镜组成。差动式输入

15、级将输入电压信号变换为电流信号，完成跨导型增益作用；电流镜M1M3将双端输出的电流变换为单端输出电流；电流镜M4将外加偏置电流Ib传输到输入级作尾电流，并控制放大器的增益值。在上述四个电流镜中，M1、M2为P沟道，M3、M4为N沟道。(2.21)输出电流Io由下列方程式给出：Io=m2l2-m1m3l1式中，mm2、m3分别为三个电流镜M1、M2、M3的电流传输比，如果取(2.22)mim3=m2=m,则输出电流IO为:IO-m(I2-I1)若差动式跨导输入级的增益用gm表示，则跨导运算放大器的输出电流与输入电压(2.23)(2.24)关系式为:IO=mgm(VI.-VI_)=Gm(VI.-V

16、IJGm-mgm式中，Gm是跨导运算放大器增益。在CMOS跨导运算放大器的电路结构中，差动式跨导输入级是结构的核心部分，也是传输特性非线性误差的主要来源，对跨导运放的性能改善，主要是改善跨导输入级的线性范围和线性程度。如果跨导运算放大器的增益不是由电流控制，而是由电压控制，即可删去图2.9中的电流镜M4,并在相应位置加入电压控制信号。由图2.9结构图看出，CMOS跨导运算放大器包含的基本电路是差动式跨导输入级和电流镜。在跨导输入级中，有基本型源耦差分电路和各种改进型电路，在电流镜电路中，主要有基本电流镜、威尔逊电流镜和共源-共栅电流镜。2.3 CMOS跨导运算放大器Spice建模及其测试2.3

17、.1 Spice概述Spice是由美国加利福尼亚大学伯克利分校在1972年完成的通用电路分析程序。Spice是这个程序(SimulationProgramwithIntegratedCircuitEmphasis)的缩写。由于Spice采用完全开放的政策以及它的强大的功能，自问世以来，在全世界的电工、电子工程界得到了广泛的应用，围绕它的改进工作一直不断的进行，版本不断更新，其中以1981年的Spice2G版本最为流行，并于1988年被定为美国国家工业标准。1984年，美国Microsim公司推出白基于Spice程序的个人计算机(PC机)版本PSpice(Personal-Spice,使Spic

18、e的版本不仅可以在大型计算机上运行，而且也可以在PC机上运行了。此后各种版本的PSpice不断问世。PSpice是电子电路计算机辅助分析设计中的电子电路模拟软件。它主要用在所设计的电路硬件实现之前，先对电路进行模拟分析，就如同对所设计的电路进行搭试，然后用各种仪器来进行调整和测试一样，这些工作完全由计算机来完成。用户根据要求来设置不同的参数，计算机就像扫频仪一样，分析电路的频率响应，能像示波器一样，测试电路的瞬态响应，还可以对电路进行交直流分析、噪声分析、MonteCarlo统计分析、最坏情况分析等，使用户的设计达到最优。用计算机仿真有如下优点：（1）为电路设计人员节省了大量的时间；（2）节省

19、了各种仪器设备；（3）生产产品一致性好、可靠性高；（4）产品的更新率高、新产品投放市场快等25，26。2.3.2 基本CMOS跨导运算放大器电路基本CMOSOTA的电路图如图2.10所示。图2.10CMOS跨导运算放大器电路图CMOSOTAcircuitdiagram差分对管M1、M2和电流镜M3、M4组成跨导输入级，其输入是电压，输出是电流，跨导由外控电流Iabc控制。M9和M10组成电流镜，把M2的电流镜像地映射到输出端。M5M8组成两个电流镜，把M1的电流镜像地映射到输出端。输出电流等于M1和M2的漏极电流之差2.3.3 Spice建模与测试利用Spice软件对图2.10所示COMSOT

20、A的跨导特性进行仿真分析，取VDD=12V,VSS=-12V，RL=10K。具体仿真网单文件如下：COMS_OTA_1VIP1020MVIN20-20MVDD4012VSS50-12Iabc09RL10010KM17233MOD1W=6UL=24UM26133MOD1W=6UL=24U.MODELMOD1NMOSLEVEL=2M39955MOD2W=28UL=10UM43955MOD2W=28UL=10U.MODELMOD2NMOSLEVEL=2M57744MOD3W=320UL=6UM68744MOD3W=320UL=6U.MODELMOD3PMOSLEVEL=2M78855MOD4W=20

21、UL=10UM810855MOD4W=20UL=10U.MODELMOD4NMOSLEVEL=2M96644MOD5W=68UL=6UM1010644MOD5W=68UL=6U.MODELMOD5PMOSLEVEL=2.OP.DCIabc100U300U1U.PROBE.END当增益控制电流Iabc的变化范围为100uA到300uA时，仿真结果如图2.11(a)所示在此区间段内，跨导曲线线性度较差。(a)工(b)图2.11跨导曲线Transconductancecurve取输入电压幅值分别为6V、4V、2V、1V,进行多组跨导曲线的仿真。仿真结果如图2.12所示。经观察，当电压幅值为6V时，跨

22、导的线性度最高。当电压幅值取值为4V、2V、1V时，所对应的跨导特性曲线线性度逐渐变差。sn-a图2.12多组跨导曲线Multiunittransconductancecurve观察输入电压与输出电流之间的关系，取外部控制电流Iabc分别为10uA、20uA、50uA时，所得直流传输特性曲线如下图2.13所示，截取/&入电压为-1V1V范围进行观察，对于不同的外部控制电流，跨导均呈线性。并且控制电流Iabc越大，跨导越大TIOKLiVTP图2.13直流传输特性曲线Direct-currenttransferscharacteristicpropertycurve取RL=10K,Iabc=200

23、U,VIP=SIN(0AMP5K00180),VIN=SIN(0AMP5K),输入电压幅值动态变化，设置变化范围为1.5V到4.5V,步长为1.5V,进行输出电压瞬态分析。仿真结果如图2.14所示。经观察，输入电压幅值为1.5V、3V、4.5V时，输出电压波形均无明显失真。5 Qua10 白口,1 口口9 日白口山图2.14输入电压幅值动态变化时的输出电压瞬态分析Outputvoltagetransientanalysiswhenenteringvoltageamplitudechanges取输入电压为固定值， VIP=SIN(0 2 5K 0 0 180), VIN=SIN(0 2 5K )

24、, Iabc=200uA, 负载RL动态变化，设置变化范围为 40K到100K,步长为20K,进行输出电压瞬态分 桁Tiw图2.15输出电阻动态变化时的输出电压瞬态分析Outputvoltagetransientanalysiswhenoutputresistancechanges幅频特性和相频特性取VIP=-VIN=20M,VDD=12V,VSS=-12V,RL=10K,增益控制电流Iabc=200uA。进行幅频特性、相频特性分析。幅频特性仿真结果如图2.16所示。观察仿真结果，能够发现，该CMOS-OTA电路的上限截止频率能够达到约50MHz图2.16幅频特性Amplitude-frequ

25、encycharacteristic相频特性仿真结果如图2.17所示freqvuencF图2.17相频特性Phase-frequencycharacteristic2.4 大线性范围的宽带CMOS-OTA电路模型及其仿真2.4.1 MOS管组合线性单元K.Bult提出了一种二管组合线性单元，如图2.18(a所示。+VC(a)二管单元(b)三管单元图2.18组合线性单元Composite linear cell(CLC)图中M1与M2有相同的K及Vt值，栅源电压Va和Vb之和保持为常数Vc。Vc =VaVb(2.25)根据MOS管在饱和区的电流方程式，可以写出:2Ii =K(Va -Vt)2(2

26、.26)其中，K212 =K(Vb -Vt)2(2.27)KW2L(2.28)由式2.262.27,可以解出两管电流之差为12-Ii=K(VC-2Vt)(Vb-Va)式2.28表明，在Vc是常数条件下，二管电流之差与(Vb-Va)成线性关系，由于Vb-Va=2Vb-Vc=V-2Va(2.29)因此，在Vc保持常数条件下，二管电流之差同样与Vb或Va成线性关系。利用图2.18(a)的二管单元，可以构成三管线性V-I变换单元，如图2.18(b)所示。图中M1、M2组成上述二管单元，新增加的M3与M2参数相等，M3电流由VN调节，M3与M2串联，其栅源电压相等，即Vb=Vn。由式2.28和2.29可

27、以写出：l2-Ii=K(Vc-2Vt)(2Vn-Vc)(2.30)式2.30表明，M1与M2二管电流之差与Vn成线性关系。因此，图2.18(b)是一种线性V-I变换单元，为使CMOS管开启并工作在饱和区，Vn与Vc的数值应分别满足:Vt二 VnVcVt2Vc 2Vt(2.31)(2.32)在图2.18(b)中，虽然实现了线性V-I变换，但尚不能作为跨导型运算放大器，因为其输入信号不能浮地，信号的直流电平直接影响电路的偏置。跨导型运放结构应能满足下列基本要求：对单浮地输入信号作正常放大；对双共地输入信号作差动放大，且有共模抑制能力；双端输入、单端输出；独立偏置且不受信号大小影响。采用图2.18(

28、b)三管线性单元，设计一种新型的跨导运放，基本结构如图2.19(a)所示。(a)基本结构(b)改进结构图2.19基于组合单元的跨导运放结构OTAstructurebasedonCLC该结构的主要特征是：M1、M2、M3与M4、M5、M6分别组成三管线性V-I变换单元，形成左右对称结构。M1、M2与M4、M5的输出电流先作交叉叠加，后取差值输出。M3、M6组成基本源耦差分对，并用恒定尾电流偏置，提高共模抑制能力。分析图2.19(a)电路的电流-电压传输特性，该电路中的MOS管均具有相同的K、Vt值,可以写出下列方程：Ia=I2I4(2.33)Ib=I5I1(2.34)取Ia与Ib之差作输出电流I

29、o,即：Io-Ia-Ib=(I2I1)(I5I4)(2.35)VID是差模输入电压，对M3、M6形成大小相等，极性相反的栅源信号电压，即：1.,VGS3-VGS6=VID(2.36)2联立上述公式，可得：Io=IaIb=2K(VC-VSS-2Vt)Vid(2.37)结果表明，输出电流与差模输入电压成线性关系，增益gm可以由VC加以调节。在图2.19(b)中，增加P沟道MOS管M7、M8及可控电压VC2。M1与M7、M4与M8分别构成CMOS对管，其等效栅源电压由VC1和VC2之差决定，由于VC2仅与M7、M8的栅极相连，不提供电流，稳定性好，提高了gm的压控调节精度。CMOS高线性度压控跨导运

30、算放大器电路如图2.20所示27。在电路中，M1、M2、M3与M4、M5、M6分别组成三极管V-I变换单元，形成左右对称结构。M1、M2与M4、M5的输出电流先作交叉叠加，后取差值输出。M3、M6组成基本源耦差分对，并用恒定尾电流偏置，提高共模抑制能力。M1与M7、M4与M8分别构成CMOS对管，其等效栅-源电压由VC1与VC2之差决定。VC2仅与M7、M8相连，不提供电流，稳定性好，提高了gm的压控调节精度。M9M18组成三个电流镜，M19M20组成基本电流镜，传送偏置尾电流，M21M24组成电压偏置电路，所有晶体管的衬底与源极连接，利用VC2作增益控制电压。图2.20高线性度压控跨导运算放

31、大器电路HighlinearitydegreepressurechargestheOTAcircuit2.4.4电路仿真利用Spice软件对图2.20所示的改进型COMSOTA的跨导特性进行仿真，具体仿真网单文件如下:COMSOTAVDD4012VSS50-12VC11103.17VC230-2VIP102VIN20-2RL1202KM614266MOD1W=6UL=24UM313166MOD1W=6UL=24U.MODELMOD1NMOSLEVEL=2M18132121MOD2W=23UL=6UM47141818MOD2W=23UL=6U.MODELMOD2NMOSLEVEL=2M27111

32、313MOD3W=21UL=21UM58111414MOD3W=21UL=21U.MODELMOD3NMOSLEVEL=2M7532121MOD4W=46UL=6UM8531818MOD4W=46UL=6U.MODELMOD4PMOSLEVEL=2M981044MOD5W=320UL=6UM10101044MOD5W=320UL=6UM111281010MOD5W=320UL=6UM127944MOD5W=320UL=6UM139944MOD5W=320UL=6UM1415799MOD5W=320UL=6U.MODELMOD5PMOSLEVEL=2M1512152020MOD6W=20UL=1

33、0UM16201955MOD6W=20UL=10UM1715151919MOD6W=20UL=10UM18191955MOD6W=20UL=10U.MODELMOD6NMOSLEVEL=2M1961655MOD7W=28UL=10UM20161655MOD7W=28UL=10U.MODELMOD7NMOSLEVEL=2M21111144MOD8W=68UL=6U.MODELMOD8PMOSLEVEL=2M2217171111MOD9W=30UL=6U.MODELMOD9PMOSLEVEL=2M2317171616MOD10W=6.8UL=6U.MODELMOD10NMOSLEVEL=2M241

34、61655MOD11W=6UL=12U.MODELMOD11NMOSLEVEL=2.DCVC2-7-20.1.OP.PROBE.END跨导曲线仿真结果如图2.21所示。观察跨导曲线图，取增益控制电压VC2从-7V到-2V区间，输出电流为-100uA到-40uA。跨导曲线的线性度较高。可见该改进型CMOSOTA跨导具有较大的线性范围。VC2图2.21单组跨导曲线Singletransconductancecurve取输入电压幅值分别为6V、4V、2V、1V,进行多组跨导曲线的仿真。仿真结果如图2.22所示。经观察，当电压幅值为1V、2V时，跨导的线性度最高.两条跨导曲线近似重合。当电压幅值取值为4V时，所对应的跨导特性曲线线性能力变差，但仍基本呈线性。当电压幅值取值为6V时，所对应的跨导曲线线性能力最差。图2.22多组跨导曲线Multiunittransconductancecurve取外部控制电压VC2分别为-5V、-3V、-1V,观察输出电流与输入电压之间的关系，所得直流传输特性曲线如图2.23所示，跨导呈线性，控制电压VC2越大，跨导越大BDDuJlT.WT.flV-I.3VW2-CV电ES.WD1一门叫VIP图2.23直流传输特性曲线Dire