基于ADS有源倍频器的仿真设计

1、郑州大学毕业设计（论文）题 目：基于ADS微波有源倍频器仿真设计指导教师： 周晓萍 职称： 副教授 学生姓名： 刘森 学号： 20062410114 专 业： 电子信息工程1班 院（系）： 信息工程学院 完成时间： 2010年 5 月 15 日 2010年 月 日基于ADS微波有源倍频器的仿真设计摘 要：文章主要论述了利用ADS 软件设计一种基于GaAs FET 有源倍频器的设计。首先概述了FET倍频器原理及各部分作用意义，接着介绍了设计方法。该设计方法先推导了直流偏置电流公式，证明电流脉冲时间与导通角关系，确定适合的直流偏置，再着手匹配理论研究并结合实例对电路进行输入输出的匹配，然后根据滤波

2、器理论及实际应用设计加入一个平行耦合滤波器进行滤波。文章给出了一个有源倍频器设计实例，并且用安捷伦公司的ADS 软件进行仿真优化，通过对仿真优化的曲线、参数进行比较分析，得出最合适的结果最终完成了仿真测试。关键字：ADS 有源倍频器 FETAbstract： The article mainly elaborated the design which has used the ADS software to make one kind of the active frequency multiplier based on GaAs FET. First has outlined the FET

3、 frequency multiplier principle and various part of function significance, then introduced the design method. This design method has inferred the direct-current bias electric current formula first，and prove the relation of current pulse time and the breakover angle，then determination suitable cocurr

4、ent bias，begins to match the fundamental research and to unify the example again to carry on the input output to the electric circuit the match，then add parallel coupling filter according to the filter theory and the practical application design to carry on the filter. The article has given an examp

5、le of active frequency multiplier design，And make simulation and optimization software with the Agilent ADS，Through the comparative analysissimulation of optimizes curve and parameter，obtain the most appropriate result to complete the simulation test finally. Key words：ADS Active frequency multiplie

6、r FET目录第1章 引言11.1 倍频器概述11.2 倍频器分类比较11.3 倍频器实现途径2第2章 设计原理42.1 确定适合的静态工作点42.2 具体电路的设计5 阻抗匹配6 滤波器7 滤波器设计7第3章 仿真设计实例93.1 直流偏置电路设计93.2 输入匹配电路的设计113.3 输出匹配电路的设计143.4 滤波器设计15 低通原型滤波器16 微带滤波器183.5 结合目标对电流输入输出再次进行优化22第4章 电路制作及其测试244.1 倍频器装配244.2 倍频器测试25第5章 结论26致谢27参考文献28第1章 引言1.1 倍频器概述微波倍频器是一种基本的微波电路。所谓倍频器是指

7、能完成输入信号频率倍增功能的电子设备。原则上，非线性器件都能实现倍频，而利用半导体器件的非线性实现的倍频，即称为固态倍频器。当用一个正弦信号激励非线性器件时，便会在基频的谐波频率上产生功率。倍频电路的作用就是有效提取其中所需要的谐波信号，而将其基频和不需的谐波加以抑制。倍频器具有以下特点和应用:a)降低电子设备的主振频率。这对于那些工作频率较高而对稳定性要求又较严格的通信机和高频设备极为重要，因为晶振的频率越高，相对频率稳定度就越低。为了解决固态发信机中高的稳定度和高的输出频率之间的矛盾，常在主振级和输出级间采用多次倍频的技术。b)扩展工作频段。在电子对抗中需要宽频带的干扰和反干扰收、发设备，

8、若用一个振荡器难以使它覆盖一个倍频程的频段，而采用倍频方式却能做到一个或多个倍频程的工作带宽。因此在电子设备中倍频成为很重要的一种技术手段。c)对于调相或调频发射机，利用倍频器可以加深调制度，以获得大的相移或频移。d)由于倍频器容易产生激励信号的各次谐波频率，所以倍频器成为频率合成器中不可缺少的一部分。e)利用倍频，可以制成毫米波、亚毫米波固态源，它们在射电天文、毫米波通信、雷达、军事侦察、监视、制导等方面得到广泛的应用。1.2 倍频器分类比较固态倍频器按其倍频次数的高低可分为两类: 一类是低次倍频器。单级倍频次数通常不超过5。这类倍频器是通过电容呈非线性变化的功率变容管作用或晶体三极管C类放

9、大的非线性阻抗实现的。它的倍频效率较高(二极管二倍频效率在50%以上，三倍频可达40%)，输出功率较大。但是随着倍频次数增加，倍频效率和输出功率将迅速降低。如需高次倍频，必须做成多级倍频链，使其中每一级仍为低次倍频。另一类是高次倍频器。单级倍频次数可达1020以上，倍频器件使用阶跃管，在高次倍频时，其倍频效率约为1/n，n为倍频次数。因为倍频次数高，故可由几十兆赫兹的石英晶体振荡器一级倍频至微波，得到很稳定的频率输出，但这种倍频器输出功率较小。倍频器按其工作原理又可分为两大类：一种是非线性电阻倍频。这类倍频器是利用双结型晶体管、场效应晶体管或二极管的非线性电阻效应把大幅度正弦波变成电流脉冲，再

10、用选频回路将所需要的谐波选出，以完成倍频作用。另一种非线性电抗倍频，亦称为“参量倍频”。其一是利用PN 结(或金属一半导体结)电容的非线性变化得到输入信号的谐波，经滤波器选出需要的频率.变容二极管倍频器、阶跃二极管倍频器以及利用集电极非线性效应做成的三极管倍频器都是非线性电容构成的倍频器;其二是利用非线性电感构成的倍频器。如利用雪崩二极管雪崩渡越效应引起的非线性电感实现的倍频。对各种倍频类型的倍频器进行综合比较如下:1)、非线性电阻元件倍频器会带来能量损耗，所以倍频效率较低，尤其进行高次倍频时，转换效率会明显下降。对于二极管阻性倍频器来说，它的倍频效率将与 nZ成反比，但非线性电阻元件倍频输出

11、频率带宽比较宽，有梁式引线结构，便于集成，这是目前还在应用的原因之一。2)、非线性电抗元件倍频，能使倍频效率提高，特别是有利于高次倍频。如果忽略变容管的损耗电阻R，理论上倍频效率可达100%，很适合用作高次倍频器。实际上，变容管总是存在损耗电阻的，倍频效率不可能达到100%，但由于它的倍频电阻很小，仍然可以获得较高的倍频效率。3)、三端器件的转移电导和输出电导的非线性也可以实现倍频，其突出优点是能在一定的宽频带范围内实现倍频增益，单向性能好，可以在输入、输出之间提供有效的隔离，并且电路较稳定。4)、其他新型器件的倍频器，如二极管高功率倍频器、共振隧道效应二极管倍频器、准光倍频器，但这些倍频器应

12、用不多。1.3 倍频器实现途径实现倍频是以电路的非线性现象为基础，电路的非线性现象可分为电阻非线性和电抗非线性。电阻非线性则电阻可变，即直流电流与电压之间具有非线性静态关系，例如PN结就呈现这种特性，双极晶体管和砷化嫁场效应晶体管 GaAsFET也均可用作非线性电阻微波倍频器件。经典的非线性电抗微波器件是变容二极管和阶跃恢复二极管，前者的耗尽层电容与外加电压大小有关，在负偏压作用下呈现高Q非线性电抗，后者的非线性来自扩散电容。二者的根本机理都是电荷与电压的非线性关系。原则上，各种非线性器件如非线性电阻、电感或电容等，都可以实现微波倍频器倍频。一般其倍频实现途径有以下7种方法:1、用二极管PN结

13、的静态非线性V一I关系，即非线性电阻产生谐波;2、用变容二极管的非线性电抗实现参量倍频;3、用阶跃恢复二极管产生谐波，做高次倍频;4、用宽带单片放大器的非线性产生谐波，并放大谐波构成宽带倍频器;5、用 GaAsFET管得到具有增益的倍频器;6、用双极晶体管的非线性，即C类放大器产生谐波，同时还有增益;7、振荡器被注入锁定在基准频率的N次谐波上，实现倍频。目前, 在频率较低一般在波段以下、倍频次数不是很高的场合, 人们常采用晶体管有源倍频来实现, 而在频率较高时往往采用变容二极管或是阶跃恢复二极管等无源电路随着截止频率很高的各种场效应管的出现, 人们对利用场效应管的非线性来实现次数较低的倍频电路

14、表现出极大的兴趣。在三端非线性电阻倍频器中，把输出电路调谐在输入频率的N 次谐波时，可实现有增益的倍频。场效应管(FET)宽带有源倍频器的实现不仅降低了产生信号的技术难度，噪声小，温度稳定性高。并且由于采用FET器件倍频，利用非线性电阻产生谐波，单向性及隔离度好，放大级数少，且有增益，同时提供较高的效率和较宽的工作频率，对输入功率要求较低，减小了设备体积。但目前倍频器较流行的应用是单频或窄带信号的上变频，而宽带信号的应用较少。利用二极管实现的倍频器件本身不产生额外能量(无源的)，仅仅是把输入信号能量的一部分转化成所需频率的信号能量输出，因此其倍频效率是极低的，存在着较大的倍频损耗，并且需要较高

15、的输入功率电平。而采用有源微波晶体场效应管的非线性跨导来实现倍频，由于场效应晶体管在利用非线性跨导的同时，把一部分直流能量转化成信号能量输出，从而可以提高倍频效率。与无源倍频器相比，有源倍频器的优点是不需要空闲电路，输入功率要求低，倍频损耗比较小，倍频效率高，工作频段较宽，温度稳定性好，可以产生倍频增益。随着固态器件与电路的发展，出现了截止频率很高(几十到几百个GHZ)的微波晶体场效应管、高电子迁移率晶体管(HEMT)以及异质结双极晶体管(HBT)等的新型器件，使得其应用范围也从微波向毫米波、亚毫米波等方面扩展。与无源倍频电路相比，有源倍频电路具有很大的优势，这也就使得其更加适合于现代小型的超

16、高速集成电路和微波毫米波集成电路的发展趋势。本文介绍了一种倍频器设计方法。本设计方法基于容易获得的场效应管S 参数和FET大信号模型, 在一定的约束条件下采用单向化设计, 实现输入输出的共扼匹配, 从而获得最大的倍频增益和对无用谐波分量的最大抑制度。第2章 设计原理如下图1 所示为有源倍频匹配的原理框图。该倍频器由GaAs 管，基波匹配电路，输出匹配电路，以及一个带通滤波器组成。图1 有源倍频器原理图2.1 确定适合的静态工作点所谓静态工作点就是输入信号为零时，电路处于直流工作状态，这些直流电流、电压的数值在三极管特性曲线上表示为一个确定的点，设置静态工作点的目的就是要保证在被放大的交流信号加

17、入电路时，不论是正半周还是负半周都能满足发射结正向偏置，集电结反向偏置的三极管放大状态。可以通过改变电路参数来改变静态工作点，这就可以设置静态工作点。若静态工作点设置的不合适，在对交流信号放大时就可能会出现饱和失真（静态工作点偏高）或截止失真（静态工作点偏低）。如图2示出了FET倍频器电路，其中的FET是理想的。图中在该电路的输入端，除谐振电路的激励频率外，其它频率上FET的栅极是 呈短路的;该电路输出谐振电路要调 图2 理想FET倍频器谐于激励频率的第n阶谐波，除了输出频率外，在其它所有谐波和基波上漏极是处于短路状态的。图3 理想FET倍频器中的电流与电压波形由于输出谐振电路调谐于第n阶谐波

18、而其它谐波电压分量为零，漏极电路u(t)是一个频率为，的正弦波。为了获得高效率和大输出功率，漏电压必须在Vmax和Vmin之间变化，Vmin是栅极电压为最大值Vgmax时的漏极I/V曲线膝点处的漏极电压值。栅极电压在Vgmax(不能超过0.5V)至2Vgg一Vgmax之间变化。漏极电流峰值为Imax，电流脉冲持续时间为t。(T/2，T为激励信号频率的周期).如果取t。=0的点所对应的电流为大，则电流的傅氏级数表达式中仅含余弦项: （2-1）当N1时，系数为: （2-2）当N=O时: （2-3）如果，则式与n无关，因此： （2-4）用于产生谐波频率的FET器件存在几种非线性：接近夹断点的跨导，接

19、近夹断点的输出电导，肖特基栅极的整流特性和再栅极以及漏极之间的类变容管。对于倍频器的工作，在这些非线性中，最常用的是整流特性，此时FET偏置为只使输入信号波形的正半周导通。因此必须是工作点位于饱和区。为了使FET倍频器实现最大输出功率和效率，必须使第n次谐波的电流为最大。根据常用表格得到导通角即可确定 。电流脉冲持续时间与导通角存在着如下关系： （2-5）2.2 具体电路的设计：2.2.1 阻抗匹配阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。阻抗匹配是指负载阻抗

20、与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。² 负载阻抗等于信源内阻抗，即它们的模与辐角分别相等，这时在负载阻抗上可以得到无失真的电压传输。² 负载阻抗等于信源内阻抗的共轭值，即它们的模相等而辐角之和为零。这时在负载阻抗上可以得到最大功率。这种匹配条件称为共轭匹配。如果信源内阻抗和负载阻抗均为纯阻性，则两种匹配条件是等同的。当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成

21、份相等，电抗成份绝对值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。在信号源给定的情况下，输出功率取决于负载电阻与信号源内阻之比K，当两者相等，即K=1时，输出功率最大。然而阻抗匹配的概念可以推广到交流电路，当负载阻抗与信号源阻抗共轭时，能够实现功率的最大传输，如果负载阻抗不满足共轭匹配的条件，就要在负载和信号源之间加一个阻抗变换网络，将负载阻抗变换为信号源阻抗的共轭，实现阻抗匹配。由于高频功率放大器工作于非线性状态，所以线性电路和阻抗匹配（即：负载阻抗与电源内阻相等）这一概念不能适用于它。因为在非线性（如：丙类）工作的时候，电子器件的内阻变动剧烈：通流的时候，内阻很小；截止的时候，内阻接近无穷大

22、。因此输出电阻不是常数。所以所谓匹配的时候内阻等于外阻，也就失去了意义。因此，高频功率放大的阻抗匹配概念是：在给定的电路条件下，改变负载回路的可调元件，使电子器件送出额定的输出功率至负载。这就叫做达到了匹配状态。为什么要阻抗匹配?简而言之是因为传输线在特征阻抗变化的地方(如信号线宽变化、换层)会发生反射。具体分析如下：反射源端与负载端阻抗不匹配会引起传输线上信号反射，负载将一部分电压反射回源端。只要负载阻抗的大小不等于特征阻抗的大小，就会发射信号反射，称之为阻抗控制失配现象。当负载阻抗大于特征阻抗时，电压信号发生正向反射，电流信号发生负向反射；反之，当负载阻抗小于特征阻抗时，电压信号发生负向反

23、射，电流信号发生正向反射。事实上当布线的几何形状、不正确的线端接、经过连接器的传输及电源平面的不连续等因素的变化均会导致此类反射。传输线上的阻抗不连续会导致信号反射，如右图中理想传输线被内阻为的数字信号驱动源驱动， 传输线的特征阻 图4 传输线与负载阻抗模型抗为，负载阻抗为。当时，传输线的阻抗是连续的，不会发生任何反射。当时，传输线的阻抗是不连续的，会发生信号反射。传输线阻抗分为2种：微带线(microstrip)和带状线(stripline)。微带线阻抗近似计算公式：（2-6）其中：Z为微带线的阻抗 为电介质的介电常数；t为传输线的厚度(1 oz=1.5mil)；为传输线的宽度(mil)；h

24、为电介质绝缘层的厚度(mil)。带状线阻抗近似计算公式：（2-7）其中：z为带状线的阻抗，为电介质的介电常数；t为传输线的厚度(1 OZ= 15 mil)；为传输线的宽度(mil)；h为电介质绝缘层的厚度(mil)；b为两地层(GND)间的距离(mil)。输入匹配设计：使源阻抗在基波频率处和FET 的输入阻抗共轭匹配。倍频器输入电路应在基频上与器件匹配，以保证输入信号源向器件提供最大输入功率。输入匹配电路的作用就是对基波的匹配和对二次谐波的反射。输出匹配设计：使输出阻抗与负载阻抗在需要的谐波频率处共轭匹配。输出电路则应在上与器件匹配并对四次谐波以外的所有频率予以抑制，以便获得最大的四次谐波输出

25、功率。即通过对输入输出的共轭匹配，来获得最大的倍频增益和对无用谐波分量的最大抑制度。理想情况下，在所有不希望的谐波上呈现到器件端的输入和输出阻抗都应保持电抗特性，以避免其内部出现功率耗散。2.2.2 滤波器微波滤波器的结构类型繁多，设计方法各异，但适合微带结构的微波滤波器并不太多，这是因为，微带结构是个平面电路，中心导带必须制作在一个平面基片上，这样所有的具有串联短截线的滤波器都不能用微带结构来实现;其次，在微带结构中短路端不易实现和精确控制，因而所有具有短路短截线和谐振器的滤波器也不太适宜于微带结构。所以由于微带线本身的局限性，适合微带结构的带通滤波器结构不是太多，可用作微带线带通滤波器的主

26、要电路结构如图4所示：图5 几种常见的微带带通滤波电路结构形式图5中(a)所示的电容间隙耦合滤波器，它的带宽较窄，在微波低端显得太长，不够紧凑，在 2GHz以上有辐射损耗，一般很少采用这种结构。上图(b)所示的耦合微带线带通滤波器，它也是个窄带滤波器，有5%到25%的相对带宽，能够精确设计，是目前工程上经常采用的一种带通滤波器。但其在微波低端，显得过长，结构不够紧凑，在频段较宽时，耦合间隙较小，实现比较困难。上图(c)所示的发夹线带通滤波器，它是把耦合微带线折叠成发夹形式而成。这种滤波器由于容易激起表面波，性能不够理想，故常把它与耦合线振荡器混合来用，以防止表面波的直接祸合。这种滤波器的精确设

27、计比较困难。上图(d)所示的1/4波长短路短截线滤波器和上图(e)所示的半波长开路短截线滤波器，两者通带特性相差不多，但阻带特性却大不一样。上图(d)在w=0和2w等处是个极点，而上图(e)在在w=0和2w等处是个零点。这种滤波器是个宽带滤波器，带宽约为一个倍频程。用这种滤波器结构作为窄带滤波器，则各短截线的特性阻抗相差不大，不易实现。滤波器的技术指标通常有以下几项：1)截止频率：对于低通和高通滤波器而言，一般指衰减增加到某一确定的值时的频率，如增加3dB时的角频率，也就是通过滤波器的能量衰减50时对应的角频率，它处于通带和阻带过渡的区域，称为3dB截止频率；2)频率范围和带宽BW：对于带通和

28、带阻滤波器而言，也指衰减加大到某一确定值时的频率范围，如称为3dB通带带宽或3dB阻带带宽；3)通带内最大衰减：由于理想滤波器带内衰减为零不可能实现，一般可规定通带内最大衰减不能超过，它包括滤波器的吸收衰减和反射衰减，其数值越小性能越好。对于无耗滤波器，也常用通带内最大驻波比（VSWR）表示；4)带外衰减：由于理想滤波器带外衰减无穷大不可能实现，一般可以规定在某一带外频率下，最小衰减不能小于要求值；5)波纹：指通带内信号的平坦程度，即通带内最大衰减与最小衰减之间的差别，一般用dB表示；6)形状系数：是描述滤波器频率响应曲线形状的一个参量，一般定义为： （2-8）7)寄生通带：在微波滤波器中，由

29、于元件分布参数的影响，其频响可能是周期的，因而可能在设计好的通带之外又产生了额外通带，称为寄生通带，设计中应尽量避免其落入意图截止频率范围；8)插入相移和时延频率特性：滤波器插入相移随频率的变化特征称为相移的频率特性，而插入相移与频率的比，称为滤波器网络的时延： （2-9）本身也是频率的函数，其随频率变化特性称为时延的频率特性，而称为群时延： （2-10）2.2.3 滤波器设计：对于一个性能良好的微波滤波器，一方面要求通带衰减尽可能小，阻带衰减尽可能大，亦即通带和阻带的衰减差值要尽量大;另一方面要求通带和阻带之间的衰减的变化尽可能快，最好是陡峭的跳变，使阻带和通带的分隔十分明显。但是这两方面的

30、要求往往是相互冲突、相互矛盾的。微带滤波器的设计方法一般是采用原型电路综合设计法，其主要有如下几个设计步骤:1、使用综合设计技术，按所希望的通带特性来设计原型低通滤波器。所谓综合设计方法，就是全面综合上述的矛盾，将指标予以合理分配，从而以最合理的方法解决滤波器设计的这对矛盾。目前最常用的综合设计法为最大平坦度设计法和契比雪夫设计法。所谓的原型电路就是以L、C作为元件的集中参数低频电路，其中L、C的数值都根据对滤波器一定的指标要求，以不同的综合设计方法求得，由此得出一系列规格化的元件数值并列成表格，即原型电路元件参数。2、通过原型网络频率变换，将低通原型滤波器变换为高通、带通和带阻滤波器形式。3

31、、用微带分布参数电路实现响应的微波网络。在进行具体滤波器设计时，不必每次进行计算，而只需要根据一定的变换关系把原型电路参数转化为实际滤波器的元件值，即具体实现了微波滤波器。应用这样的方法，原型电路的元件参数已经通过综合设计而达到了“最佳化”，而且设计参数均己“规格化”，只需要得出原型滤波器和实际滤波器之间的变换关系，就可以设计各种所需的滤波器。对于带通滤波器，其滤波元件已经不是L或C，而是谐振元件(相应于集中参数的L、C并联或串联谐振电路)。这样就会给带通滤波器在微波传输线结构上的具体实现带来了困难。应用倒置转换器可以将串并联混合电路转化成谐振元件全部串联或全部并联，并且它们之间彼此隔开的等效

32、电路。一个全部由串联元件或由并联元件组成但中间隔开/4传输线的滤波器，可完全等效成标准形式的串并联滤波电路。平行耦合线滤波器可实现的相对带宽，若采用窄带近似设计方法最窄可到2-3%，最宽可到2025%;我们设计的滤波器通带范围为16.525GHz带宽为40%左右，所以要采用宽带近似设计方法，这些设计方法相对带宽可达60%，只是设计过程很复杂，有二种宽带平行耦合线带通滤波器的设计方法:耦合线节级联直接设计方法。这种设计方法不必应用低通原型滤波器元件值，可以采用各谐振器尺寸均匀并且等宽的结构，比传统设计方法简便，适用于相对带宽范围较宽(3080%)，而且可以采用全等宽耦合线，滤波器结构简单。我们按

33、照这种思想设计了宽带全等宽平行耦合线带通滤波器。本文滤波器的设计要滤掉除4 次谐波以外的基波和其他各次谐波。滤波器采用微带电路来实现，通过ADS仿真软件设计微带带通滤波器是一种适宜的选择。在滤波器的选择过程中，由于交指滤波器的寄生通带特性较佳，其寄生通带出现在主通带中心频率的3倍附近，离主通带较远，考虑到对谐波的抑制，寄生通带离主通带越远越好，故采用交指滤波器。交指型带通滤波器是由两组平行耦合线谐振器相互交叉组成，每个指长度约/4。这种滤波器的优点是结构紧凑，制造容易，阻带特性较好。第3章 仿真设计实例本文设计了一个基于GaAs 管的四倍频有源倍频器，输入信号为4GHz，输出为16GHz。选用

34、的GaAs 管为NEC 公司的中功率放大管NE900175，根据倍频器非线性的需要选定工作点为Vd=2.4 V，Vg=-3.5 V。采用的微波基板介电常数为10.2，厚度0.635mm。3.1 直流偏置电路设计偏置电路是保证三极管正常工作而为基极提供适当的电流的电路。因为要使晶体管处于放大状态，其基极-射极之间的PN结应该正偏，集电极-基极之间的PN结应该反偏。因此，设置晶体管基射结正偏、集基结反偏，使晶体管工作在放大状态的电路，简称为偏置电路（可以理解为设置正反偏的电路）。直流偏置电路设计：对此部分单独进行优化再加入整个电流中，优化的目的是使直流偏置电路对信号的影响较小。优化时，保持高低阻抗

35、线的特性阻抗不变，即高低阻抗线宽度不变，而是通过优化其阻抗线的长度使直流偏置电路对输入基波频率f0 呈开路状态。同时，使输出的直流偏置对输出谐波频率呈开路状态。利用ADS软件对直流偏置电路进行仿真设计，这里用到FET-cyrve-tracer原理图模板：在原理图编辑器窗口中，执行菜单命令【Insert】-【Template】选择“FET-curve-tracer”模板，如图6所示。图6 FET-curve-tracer原理图模板在模板中添加FET器件，搭建偏执电路图。并仿真得到V-I曲线图。图7 元器件库图8 直流偏置电路及其特性从图7中可以得到Imax约等于230 mA，选取3 V左右，为5

36、 V，导通角 取63°(由/T= / 得到)，取这个角度的原因是此时二次谐波输出最大。在实际工程应用中可以通过试验进行微调，以达到最佳的倍频效果。有关资料已证明倍频器中的杂散和相噪均按变坏，在工程实践中也完全证明了这一点。倍频器的附加相噪并不大。当输入相噪很低，即输入信噪比很高时，对输入信号处理不当会使相噪变坏。由于输出信号的最大功率对应一个最佳输入信号功率，所以在实际的调试工作中，通过对输入信号功率的反复测定可以得到这个最佳的输入信号功率。3.2 输入匹配电路的设计使源阻抗在基波频率处和FET 的输入阻抗共轭匹配。倍频器输入电路应在基频上与器件匹配，以保证输入信号源向器件提供最大输

37、入功率。输入匹配电路的作用就是对基波的匹配和对二次谐波的反射。利用ADS软件设计输入匹配电路原理图并对其进行仿真。首先在原理图中插入s-params模块如图9所示:图9 S-params模块在原理图中加入元器件“MSUB”和元器件“SSMtch” ，并设置微带基本参数。图10 MSub的参数设置图11 输入匹配电路原理图图12 输入匹配电路和结果3.3 输出匹配电路的设计如2调用“S-Params”模块，设置MSub参数，如图13所示图13 输出匹配电路MSub参数设置图14 输出匹配电路原理图图15 输出匹配电路和结果3.4 滤波器设计微波带通滤波器是一种被广泛研究的微波滤波器类型，它的品种

38、繁多，性能各异，是现代电子系统中的关键部件之一。微带线型滤波器是一种分布参数滤波器，它是由微带线或耦合微带线组成，具有体积小、重量轻、价格低、性能稳定可靠等优点，在微波工程中的应用相当广泛。为设计出符合要求的带通滤波器结构, 以往的设计过程设计者需要进行很大的计算和查表工作量, 因为微带滤波器电路考虑的是分布参数。而且也无法验证结构参数的正确性以及精确性，所以如果调试目标板不理想的话就得重新估算，重新考虑微带边缘的修正问题。这样反复进行试验，延长了设计周期，同时也增加了成本。现在我们利用微波仿真软件ADS, 使用软件自带的耦合微带传输线计算器来进行计算，对得出的电路拓扑结构进行仿真，并且对其不

39、理想的地方进行优化处理。这样显然减少了大量繁琐的计算，使得微带耦合滤波器的设计变得简单、精确。3.4.1 低通原型滤波器集总元件低通原型滤波器是用现代网络综合法设计微波滤波器的基础，各种低通、高通、带通、带阻微波滤波器，其传输特性大都根据此原型特性推导出来的，这样更使微波滤波器的设计得以简化，精度得以提高。低通原型滤波器梯形电路结构见图16 （b）图16 低通原型滤波器电路结构上图两者都可以用作低通原型滤波器，其响应相同。由于该电路是可逆的，故可以把左边的电阻看成信号源内阻，也可以把右边的电阻看成信号源的内阻。等波纹滤波器的设计思想就是用切比雪夫多项式来描述滤波器插入损耗的函数特征：(3-1、

40、2、3)那么，在-1 1 内，即切比雪夫通带内波纹的幅度就可以根据上面两式适当选择a来控制。显然， =1 时，通带内的最大衰减是: (3-4)即此时 (3-5)为波纹指标，通带内的波纹越大则通带到阻带的过渡就越陡峭。即波纹大小与陡峭是冲突的，应当在满足带外衰减的基础上合理的选择a 的值，使波纹尽可能的小。当知道滤波器的带外截止衰减时，我们可以计算出低通原型所需的元件数。此时满足关系式： (3-6)将式(3-3)代入上式不等式，可得到： （3-7）所需滤波器阶数为N=n+1.其中为截止边频 的归一化频率。上两式中为中心频率，与上下通带边频、关系为： (3-8)根据式(3-7)可以发现，滤波器的阶

41、数跟截止频率的衰减度以及通带内的波纹指数有关。其关系是当在一定的阶数即 N 不变时，通带内的波纹越大，其截止频率处的衰减度就越大；反之衰减度就越小。当然要使在截止频率处的衰减度加大时，我们可以通过增加滤波器的阶数来满足。当确定好所设计滤波器的阶数以及波纹指标，就可以根据切比雪夫元件值表查出元件的归一化值，如表1 所示。表 1 波纹指数0.1dB 的N(1-9)阶元件值表3.4.2 微带滤波器在微波电路中，微带传输线其实就是个分布参数电路，常用微带结构来模拟集总元件电感和电容，以实现所需的微波电路。我们利用平行耦合线构成的倒置转换器电路J 来实现电路中谐振电路的并联耦合，图16a 经变换后的电路

42、如图17 为只含并联电感的低通原型，反之对图16b 可变换成只有串联电感的低通原型。图17 只含一种元件的低通原型由低通原型滤波器得到变形低通原型滤波器后，再利用带通滤波器与低通原型的频率变换关系，将变形低通电路中的并联电容C(或串联电感L)变换成带通滤波器的并联谐振电路(或串联谐振电路)如图18所示，便构成了微波带通滤波器的等效电路。图18 含倒置转换器电路J 的等效低通原型滤波器显然，用半波长来代替谐振电路，再通过微带间的耦合，即转换器，来实现微带带通滤波器。微带滤波器的指标为：通带频率5.96.1GHz,通带内波纹指数为0.1dB，阻带边频6 ± 0.3GHz外衰减大于30dB

43、。则为我们根据式(3-7)得具有0.1波纹的5阶切比雪夫滤波器的元件参数为= 1； = 1.1468; = 1.3712; = 1.9750,再利用公式（3-9）计算出奇偶模特性阻抗得计算结果如表2。 （3-9a） （3-9b）表2 奇偶模特性阻抗值这样，可以利用ADS软件Linecalc如图19来计算微带尺寸。图19 ADS Linecalc模块通过上面Linecalc计算，即可设计出微带结构带电路，结构如图20中结构所示。上面计算出来的微带尺寸是非常不精确的，图20是对其尺寸的仿真，可以看出仿真出来的通带中心频率与设计频率有很大差别，中心频率偏移到5.7GHz,这是由上面一系列的计算而导致

44、的误差所造成的。为此，我们要借助软件对其优化。图20 传输、反射系数曲线图19所示分别为传输系数中心频率曲线和反射系数中心频率曲线，曲线的峰值和谷值处所对应的坐标横轴均为通带中心频率，如图看出中心频率为5.7Ghz，与设计频率有很大差别。ADS中优化电路如图21，因为单位耦合微带线主要有三个因素即长度L，宽度W，和距离S。要想调整其中心频率，我们可以改变参数S来进行优化，对于L和W，相对S来说影响不大。图21 优化电路结构进行多次优化后达到了我们所需要的效果，相关传输系数和反射系数，以及群延时分别如图22所示。图22 S 参数及群延时如图22可以看出进过多次优化仿真，与图19相比由优化后的原理

45、图生成的版图如图23所示。接下来我们还可以对电路版图进行矩量法Momentum仿真。图23 微带版图这种版图的仿真是采用矩量法直接对电磁场进行计算得出的, 可将其仿真作为对原理图设计的验证。但有时版图仿真结果与原理图仿真结果还是存在差异,那就得回到上一步对结构参数再次进行优化, 直到版图仿真结果满意如图24所示。图24 微带版图仿真曲线（S21）利用ADS软件来设计微带带通滤波器使设计的工作量大大减少，并且能够提高精度和效率, 降低成本。但要设计出高性能的微带带通滤波器还需考虑更多的因素。3.5 结合目标对电流输入输出再次进行优化本次设计的主要目标是获得一定功率的倍频信号，以及输出功率，同时对

46、不需要的二次谐波等和基波有一定的抑制。采用的仿真器为谐波平衡仿真器。图25 为除去滤波器优化的整个电流原理图。图25为16 GHz 处的输出功率和倍频增益，以及加入滤波器后输入功率为10dBm 时的各次输出谐波。（a）（b）图25 输出功率和倍频增益以及各次谐波(Pin=10dBm)待优化完成后生成印制电路板图：图26 优化完成印制电路板图芯片的射频输入、输出端口己经匹配到50欧姆，芯片与介质基片之间的缝隙大约为50um，用长度为0.3llun的金丝来完成GaAs芯片的射频输入输出口与50欧姆微带电路的连接。第4章 电路制作及其测试由于条件限制，实验室缺少相应的微波器材，故无法做出倍频器实物，

47、但了解到其制作过程及相关调试步骤。图27 电路版图立体图4.1 倍频器装配实际电路制作中将基板被固定于一个屏蔽盒并且有两个SMA 接头用于输入输出。GaAs芯片的安装主要有以下几种：1、导电胶粘接技术导电胶技术的工艺性好，固化容易，固化物致密，粘接力强，但耐热有限。导电胶的厚度影响粘接强度，胶层厚度与导电胶的热阻都有密切的关系，胶层太厚会阻碍热的传导，而胶层太薄时，容易产生胶层不连续性、不均匀性等缺陷，致使热阻变大。导电胶的固化温度、固化时间也影响其粘接强度。固化温度提高、固化时间增长其粘接强度增加;当固化温度较低时，需要较长的固化时间来达到一定的粘接强度，这是因为温度低、时间短，固化不完全，

48、导致粘接强度低;并在一定温度下，随固化时间的增加粘接强度增加并接近一极限值。但是温度过高、时间过长反而会使胶层变脆，粘接强度下降。同时，在固化过程中施加一定的压力，可保证粘接材料与被粘表面紧密接触，有利于扩散、渗透、排除气体，使胶层均匀致密，但压力不能太大，否则会使胶挤出太多，造成缺胶。粘接面必须清洁、干燥、轻水性好，这样保证粘接质量和可靠性，否则在温度试验和环境测试中会发生脱胶、起层等现象。2、超声热压焊采用超声热压焊对焊接要求较低，能减小对器件的热影响。焊接时，金属受压产生一定的塑性变形，使两个金属面紧密接触，其分子相互扩散牢固结合。超声功率使劈刀振动，使引线与被焊金属发生超声频率的摩擦，

49、清除界面的氧化层，并引起弹性形变;在超声波焊的基础上将载体加热，这种加热可以使焊点处的金属流动性增加，防止超声焊期间的应变硬化，并为焊接面提供较好的接触界面和金属结构，有利于焊点的快速键合，提高焊点的键合强度。但是，要获得质量高的焊点，必须根据电路片的种类、镀金层的情况、金丝的直径、金带的宽度和厚度、不同的芯片、芯片焊点的大小及载体来合理选择超声波的功率、压力和焊接持续时间。此外还有共晶焊技术、平行微隙焊等，这里就不详细介绍了。我们采用导电胶粘接技术和超声压焊相结合来实现GaAs芯片的安装。芯片的射频输入、输出端口己经匹配到50欧姆，因此只需要通过金丝焊线直接将射频输入输出口与电路中的50欧姆

50、微带线相连接，芯片嵌入在两个介质基片之间，芯片与介质基片之间的缝隙应尽可能小，这样才能保证连接射频输入输出口的金丝足够短，以减小寄生电感，芯片与介质基片之间的缝隙大约为50um，用长度为0.3llun的金丝来完成GaAs芯片的射频输入输出口与50欧姆微带电路的连接。GaAs芯片的接地已通过镀金的过孔与芯片的背面金属相连接，因此无需另外的接地焊线，将芯片直接焊接在屏蔽盒上就可以保证良好的接地和散热性能。引入直流偏置电压时，通过直径为25um的金丝焊线将各级的直流偏置点分别连接到芯片电容上，然后再连接到各个直流偏置电压上，在靠近芯片的地方采用100pF的芯片电容是为了滤除通带内的射频信号，防止其进

51、入直流偏置电路。考虑到机械加工的精度，倍频器屏蔽外壳选择黄铜加工材料。黄铜具有容易加工、硬度高、与铁相比不易氧化的优点，同时，铜与GaAS具有相近的热膨胀系数，而且具有良好的热传导率以确保充分散热，屏蔽铜壳表面必须光滑同时镀金以保证良好的接地和便于电路的焊接安装。4.2 倍频器测试FET有源四倍频器装配、调试完毕后，再对整个装置进行了测试，测试的主要内容是在一定的输入频率、输入功率情况下测试输出信号的频谱和功率。电源QF1722频谱仪E4470B谐波混频器FET四倍频器信号源E8257D功率计DMP-2功率头图28 FET四倍频器测试框图按照图28所示对倍频器测试的具体步骤如下:a).对仪器、

52、仪表进行严格校准。b).开启直流电源和所有测试仪器，预热半小时。直流供电:+12V，即在测试加电前应将直流电压置为+12V，电流最大输出限流为350mA。所有的接地线必须连接良好，有输出开关的直流电源置为“输出开”的状态。用同轴电缆连接信号源的射频输出端口和倍频器输入端口，倍频器输出端口用波导同轴转换接头跟频谱仪或功率计相连。d).用功率计测试倍频器的输出功率，测试装置主要由微波信号源、待测倍频器、功率头和功率计组成， 信号源的输入信号频率设在8.2512.5GHz范围内，输入功率设为5dBm，开启射频输出，以0.5dBm为步进功率逐步增加信号源输出功率，直到加在倍频器输入口的信号不超过10d

53、Bm，测出倍频器在各个频率点上的输出功率。e).用频谱仪测试倍频器的输出频谱，观察倍频器的谐波电平。测试装置主要由微波信号源，待测倍频器、谐波混频器以及频谱仪组成，信号源的输入信号频率设在8.2512.5GHz范围内，输入功率设为5dBm，开启射频输出，以0.5dBm为步进功率逐步增加信号源输出功率，直到加在倍频器输入口的信号不超过10dBm，观察倍频器的输出频谱特性，频谱先经过谐波混频器混频后再用具有扩频功能的 AgilentE4407B频谱仪观察。f).通过简单的计算就可以得到四倍频器的输出信号功率和谐波抑制，计算方法为:四次谐波信号功率=功率计测试功率-谐波信号功率;谐波抑制度=四次谐波信号功率-其它谐波信号功率。根据测试数据判断倍频器各项指标是否达到要求。第5章 结论综上所述微波倍频器是通信、雷达、电子对抗不可缺少的重要部件，与无源倍频率、器相比，FET有源倍频器倍频损耗小，温度稳定性好，因而对FET有源倍频器的研究至关重要！本文分析了倍频器的基本原理和倍频机理，为微波倍频技术的研究提供了可靠的理论依据，然后在理论分析的基础上，结合ADS软件对倍频电路进行了仿真研究并最终优化得到预期的结果。本课题的完成，对以后的学习和工作是非常有帮助的，尤其是在微波理论分析阶段和ADS软件仿真过程中所积累的经验，为以后的微波仿真设计打下了坚实的基础。