(完整word版)SPWM原理+单极性SPWM

1、SPWM1 SPWM 基本原理19SPWM 理论基于冲量等效原理：大小、波形不相同的窄脉冲变量作用于惯性系统时，只要它们的冲量（面积） ，即变量对时间的积分相等，其作用效果相同。也就是说，不论冲量为何种表现形式， 只要是冲量等效的脉冲作用在惯性系统上，其输出响应是基本相同的。如果将图 3.6a 所示正弦波等分成若干份，那么该正弦波也可以看做是由一系列幅值为正弦波片段的窄脉冲组成。如果每个片段的面积分别与 A、B、CL、M、N所示一系列等宽不等高的矩形窄脉冲的面积相等，那么由冲量等效原理可知，由 A、 B、CL、M、N 这些等宽不等高的矩形脉冲构成的阶梯波和正弦波是等效的。进一步，如果让图 1

2、所示逆变器产生如图3.6b 所示的一系列幅值为Vd的等高不等宽的窄脉冲，并使每个窄脉冲的面积分别与相应 A、 B、 C L、 M、 N 的面积相等，根据等效原理，图 3.6b 中这些等高不等宽的窄脉冲也是与正弦波等效的。所以，不论是正弦波还是与其冲量等效的等宽不等高的阶梯波， 又或者是与其冲量等效的等高不等宽的窄脉冲序列， 当其作用于惯性系统后， 最终输出是基本相同的。 也就是说， 正弦波通过惯性系统以后还是正弦波， 与正弦波等效的窄脉冲序列通过惯性系统后基本也是正弦波。如图 3.6a 所示，将该正弦波 v t V1m sin wt 的半个周期均分成 n 个相等的时间段，每个时间段长 Ts T

3、 / 2n ，对应角度为 s wTs 。假定第 k 个时段的终点时刻为 kTs ，起点时刻为 k 1 Ts ，则第 k 个时段中心处相位角为k wtk w KTs1Ts2(3.1)要使图 3.6b 中第 k 个时段幅值为 Vd 的窄脉冲的面积与对应时段内正弦波面积相等，脉冲宽度 Tk 必须满足式VdTkKT sKTs( K 1) Tsvab (wt )dtv1m sin(wt )dt( K1)TsV1mcosw( K1)TscoswKTsV1m2 sin1wTs sin w KTs1Ts(3.2)w22将 3.1 式代入 3.2 式得Vd Tk Vdk12sin 1 wTs V1 m sink

4、(3.3)ww2因此，第 k 个脉冲的宽度在 Ts 时段内的占空比为Tk2sin1 wTsDkkV1m2sin kM sin k(3.4)TsVdwTss定义调制比为2sin1 wTsV1m2(3.5)MwTsVd如果 n 、 Vd 、 V1m 、 w 的值确定，则 M 为一常数，从而 Dk 是按正弦规律变化的，即脉冲宽度是按正弦规律变化的。 这种按正弦规律控制逆变器输出脉冲电压的方法称为正弦脉宽调制。当 n 很大时，有 sin 1 wTs1 wTs ，从而占空比可简化为22D kTkkV1m sin k M sin k(3.6)TssVd调制比为V1mM(3.7)Vd从以上各式可以看出，如果

5、调制比M 改变， Dk 会同比例改变，逆变器输出的基波电压也会同比例改变。T1D1 T3D3V(t)CDV1mBA1234Tsi0Vda负载bT2D2T4D4图 3.5 逆变电路EFGH910 1112 13 N5678IM14 wtJKL0s(a)正弦电压T1T2T3T41234Uab0T5T6T7567T8T9T10T11T12T3T14891011121314wt（ b） SPWM 等效电压图 3.6 用 SPWM 电压等效正弦电压2 单极性 SPWM对应于双极性 SPWM，如果在调制波的正半周期仅有正的电压脉冲，负半周期仅有负的电压脉冲，则称为单极性 SPWM。单极性 SPWM一般通过

6、载波实现，具体有两种方式。 可以通过控制信号进行相位参差得到， 也可以通过两桥臂进行相位参差得到 11 。为方便软件算法实现，本文通过两桥臂相位参差法得到。T1D1T3D3Vd/2ai0n负载bV /2dT2D2T4D4图 3.7 单极性 SPWM 主电路对主电路的 T1、T2 桥臂和 T3、T4 桥臂分别进行双极性 SPWM调制。两桥臂共用一个三角载波，所不同的是 T1 、T2 桥臂的调制波为 Vr ，而 T3、T4 桥臂的调制波为 Vr 。T、 T 桥臂和 T 、T 桥臂的驱动信号的变化时刻即是图3.9 所示载波与1234各自调制波的交点时刻。r+gg11VVVVc-,T-1Vg22,T+

7、VgVg4,T4-1-1Vg3,T3图 3.8两桥臂相位参差法单极性SPWM 驱动信号形成电路当 VrVc 时，使 T1 导通， T2 截止， VanVd / 2 ，当 VrVc 时，使 T1 截止， T2导通， VanVd/ 2；当 VrVc 时，使 T 截止，T 导通， VbnVd/ 2，当 Vr Vc34时，使 T 导通， T 截止， VbnVd/ 2。输出电压 Vab Van Vbn ，从而 Vab 可能出现34三种情况，分别为 T1、T4 同时导通时，Vab2、T3 同时导通时， VV；Vd ；TabdT 、 T 同时导通或 T 、T 同时导通时，Vab0 。1324VcVrwt0T

8、1wt0T4wt0Vabwt0图 3.9 两桥臂相位参差法单极性SPWM 输出电压波形TcTc/2VcmAVBr0E F Cwt-VrVckVabTkVd0wt图 3.10 单极性 SPWM脉波电压占空比及平均值图 3.10 显示了一个载波周期内的脉冲生成过程。 由图 3.10 知在每一个载波周期 Tc 内产生了两个驱动脉冲， 在前、后半周期各产生了一个输出电压脉冲， 即产生了脉冲数倍频的效果，所以这种调制方式也被称为单级倍频SPWM调制。设图 3.10 中正弦调制波 Vr tVrm sin wr tVrm sin 2 fr t ，幅值为 Vrm ，频率为fr ，三角载波 Vc 幅值为 Vcm

9、 ，频率为 f c 。假设载波比很大，近似认为 Vr 在一个载波周期内大小不变。从而第 k 个脉冲的占空比为TkTk / 2FC FBvrVrm sin k(3.8)D kEC EA VcmVcmTc / 2 Tc / 4式中k 表示第 k 个脉冲中心点所对应的基波角度。半个载波周期内，输出电压的平均面积为TkVrm sink(3.9)Vab Vd Tc / 2VdVcm当载波比很高时，逆变器输出基波电压瞬时值为Vrmvab1 t Vd Vcmsin wr t MV d sin wr t V1m sin wr t(3.10)式中， V1m 为输出基波电压幅值，M 为调制比VrmV1m(3.11)MVdVcm式 3.11 表明，输出基波电压与调制波具有相同的频率和相位，所以改变调制波的频率和相位就可以改变输出基波电压的频率和相位。 并且，输出基波电压大小和调制比成正比，如果取Vcm 为常数，