新型可调式共模逆变器输出滤波器在变频器中的应用

1、第5章 新型可调式共模逆变器输出滤波器的研究5.1 引言前面几章讨论了用于消除变频器驱动长线传输时电动机端过电压的电动机端滤波器和逆变器输出滤波器，并且研究了电压源PWM变频器共模电压的产生机制以及利用共模正弦波逆变器输出滤波器抑制共模电压的技术。前述几种滤波器都是参数固定不变的，当运行条件发生变化时，如变频器的载波频率、输出基波频率、电动机所带负载等改变时，所得到的滤波效果是非最优化的。为在任何时刻任何条件下都能得到优化的滤波效果，本章提出了一种新型可调式共模正弦波逆变器输出滤波器，并在一台自制电压源型PWM通用变频器的基础上实现了新型可调式共模正弦波逆变器输出滤波器的闭环控制，实验结果验证

2、了该滤波器的设计思想。本章首先讨论电压源型PWM通用变频器的研制，然后再讨论新型可调式共模逆变器输出滤波器。图5-1基于DSP和IPM电压源PWM通用变频器的总体结构Fig. 5-1 General configuration of voltage source PWM general-purpose inverter based on DSP and IPM5.2电压源PWM通用变频器的研制5.2.1基于DSP和IPM电压源PWM通用变频器的硬件结构所研制的通用变频器为电压源型交-直-交变频器。其中整流器采用二极管不可控三相桥式整流电路；中间直流环节为两个串联的大容量电解电容；逆变器为IGB

3、T智能功率模块（IPM，Intelligent Power Module），采用PWM全数字控制方式，PWM控制信号由数字信号处理器（DSP，Digital Signal Processor）发出，该微处理器选用的是美国德州仪器公司（Texas Instruments, TI）的TMS320F240。基于DSP和IPM电压源PWM通用变频器的总体硬件结构如图5-1所示。电压源PWM通用变频器的主电路如图5-2所示。接线端子R、S、T为变频器3相交流电的输入端；接线端子U、V、W为变频器3路PWM脉冲电压信号的输出端。图5-2 电压源PWM通用变频器的主电路Fig. 5-2 Main Circu

4、its of voltage source PWM general-purpose inverter表5-1 三相整流桥模块6RI30G-120主要参数Table 5-1 Ratings and Characteristics of 6RI30G-120参数名称符号参数值单位二极管个数6最高电压URRM1200V平均输出电流IO30A浪涌电流IFSM320AI2tI2t400A2s二极管正向电压UFM1.3V1. 整流器整流器采用富士公司（FUJI Electric）的三相整流桥模块6RI30G-120，其主要参数见表5-1。2. 直流环节直流环节采用两个电解电容C1和C2串联，用于滤平全波整

5、流后的电压纹波，而且当负载变化时，能使直流电压基本保持平稳。两个串联的功率电阻R1和R2，用于变频器断电后放电，并且能为电容C1和C2均压。CS为缓冲电容，用于抑制直流浪涌电压。当变频器刚合上电源的瞬间，电容C1和C2的充电电流很大，可能会使三相整流桥的二极管损坏，因此，为保护整流桥，在直流环节中串入一个限流电阻RC，并在电阻上并联一个开关SW，这样在变频器刚接通电源的一段时间内，串入限流电阻，从而将电容的充电电流限制在允许范围内，当电容充电达到一定程度时，再将开关SW接通，把限流电阻短路掉。开关SW采用一个晶闸管实现。FU为快速熔断器，用于保护整流器和逆变器，一旦逆变器发生短路故障，能及时切

6、断整流和逆变之间的关系，防止事故扩大。3. PWM逆变器PWM逆变器采用三菱电机公司（MITSUBISHI ELECTRIC）的第三代智能功率模块（IPM），型号为PM75CSA120，其主要参数见表5-2。IPM是先进的混合集成功率器件，由高速、低耗的IGBT芯片和优化的门极驱动及保护电路构成。由于采用了能连续监测功率器件电流的有电流传感器功能的IGBT芯片，从而实现高效的过电流保护和短路保护；由于IPM集成了过热和欠压锁定保护电路，系统的可靠性得到进一步提高。表5-2 IPM PM75CSA120主要参数Table 5-2 Ratings and Characteristics of PM

7、75CSA120参数符号参数值单位IGBT个数6二极管个数6集电极发射极间电压UCES1200V集电极额定电流IC75A集电极峰值电流ICP150AP-N之间直流母线电源电压UDC900VP-N之间直流母线电源浪涌电压UDC(SURGE)1000V控制电源直流电压UD15V最小死区时间tdead3ms最大PWM开关频率fPWM20kHz第三代IPM是为低开关损耗的应用而设计的，PM75CSA120采用陶瓷绝缘，六合一的封装形式。其内部电路如图5-4所示。由图5-4可知，该模块包括6个IGBT和6个快速功率二极管。6个IGBT组成逆变桥，6个二极管是与6个IGBT反并联的续流二极管。图中有关检测

8、元件、保护电路没有具体画出，含在方框内，具有以下功能：驱动信号放大；短路保护；IGBT和二极管过电流保护；IGBT过热保护；控制电源欠电压保护。如图5-5所示。图5-4 IPM PM75CSA120内部电路图Fig. 5-4 Inner circuit schematic of PM75CSA120图5-5 IPM内部保护功能示意图Fig.5-5 Diagram of IPM inner protection functionsIPM与常规IGBT模块相比，其突出的特点有：1) 内含驱动电路（Drive） 设定了最佳的IGBT驱动条件。驱动电路与IGBT之间距离很短，输出阻抗很低，因此，不需要

9、加反向偏压。所需控制电源为4组，上桥臂3组，互相独立；下桥臂三个驱动器共用一组电源。2) 内含过电流（OC）、短路保护（SC） 在芯片中用辅助IGBT作为电流传感器，电流小于主IGBT的电流，使检测功耗小，检测灵敏、准确。任何一个IGBT过电流均可受到保护。3) 内含控制电源欠电压保护（UV） 每个驱动器自身都具有欠电压保护功能，当控制电压小于规定值时，进行欠电压保护。4) 内含过热保护（OT） 过热保护是防止主开关IGBT和续流二极管过热的。IPM内部的绝缘基板上设有温度检测元件，如过热输出壳温过高信号。在IGBT芯片内也设有温度检测元件，当芯片因冲击电流瞬间过热时，输出结温过高信号。5)

10、内含保护信号输出 上桥臂有3路保护信号，下桥臂有1路保护信号，这些保护信号送给控制电路中的微处理器，使系统停止工作。6) 散热效果好 采用陶瓷绝缘结构，可以直接安装在散热器上，散热效果好。直流输入（P、N）、制动单元输出（B）及变频输出（U、V、W）端子各自安排得紧凑、合理，易于安装。其他输入、输出端子排成一列，间距为2mm，采用通用插件即可连接，或利用导针，也可很容易插入印制电路板的插头中。全部接线采用插件和螺钉，装、拆方便。使用PM75CSA120的注意事项：1) 4组独立的互相绝缘的直流控制电源。上桥臂3组，互相独立；下桥臂共用1组。2) 4组控制电源与直流母线电源之间必须满足足够的绝缘

11、强度。当IGBT开关时，会在这些绝缘部位产生很大的du/dt，要保证有足够的距离。3) 下桥臂共用的控制电源的地VNC已经在IPM内部与直流母线电源“-”端N接在一起，在IPM外部无需再进行连接。否则，IPM下桥臂内外会由于di/dt而产生环流，易引起IPM误动作，甚至会破坏IPM的输入接口电路。4) 直流母线电感尽可能小，在P、N之间接缓冲电容CS=1.0mF，用于抑制直流浪涌电压。5) 各组控制电源上接10mF和0.1mF的电容用于从电源到IPM接线端之间布线阻抗的去耦。电源到IPM接线端的布线应该尽量短。6) 控制信号输入端应采用20kW电阻上拉。否则，由于du/dt的作用会产生误动作。

12、7) 若保护信号不用，应将保护信号输出端（UFo、VFo、WFo、Fo）接到各自的15V控制电源的“+”端。8) 要求采用快速光耦隔离控制电路与IPM，光耦的传输延迟时间TPLH，TPHL£0.8ms，电流转移比CTR³100%表5-3为IPM PM75CSA120接线端子符号与含义，图5-5为其接口电路。表5-3 IPM PM75CSA120接线端子符号与含义Table 5-3 Connecting terminals labels and comments of IPM PM75CSA120端子符号含义P变频器整流、平波后直流母线电源（Ud）输入端P：+端，N：-端NB

13、制动输出端子，此型号未用U变频器三相输出端VW1.VUPC上桥臂U相控制电源“-”端2.UFo上桥臂U相保护信号输出端3.Up上桥臂U相控制信号输入端4.VUP1上桥臂U相控制电源“+”端5.VVPC上桥臂V相控制电源“-”端6.VFo上桥臂V相保护信号输出端7.Vp上桥臂V相控制信号输入端8.VVP1上桥臂V相控制电源“+”端9.VWPC上桥臂W相控制电源“-”端10.WFo上桥臂W相保护信号输出端11.Wp上桥臂W相控制信号输入端12.VWP1上桥臂W相控制电源“+”端13.VNC下桥臂共用控制电源“-”端14.VN1下桥臂共用控制电源“+”端15.NC没有连接16.UN下桥臂U相控制信号

14、输入端17.VN下桥臂V相控制信号输入端18.WN下桥臂W相控制信号输入端19.Fo下桥臂共用保护信号输出端图5-5 PM75CSA120的接口电路Fig. 5-5 Interface Circuit for PM75CSA120控制电路采用的微处理器为TI公司数字信号处理器TMS320F240。控制电路以TMS320F240为核心，具有结构紧凑、使用方便、可靠性高、功能强大和成本低等一系列突出优点。TMS320F240是美国TI公司专门为电机的数字控制而开发的新一代高性价比DSP芯片。其运算速度高，适于实现复杂算法，可代替单片机并可实现单片机无法实现的复杂控制。TMS320F240芯片具有高

15、性能运算能力的16位定点DSP内核和高效的指令集，其内部结构如图5-6所示，主要特点如下：1) 速度快：指令周期50ns（20MIPS），时钟频率40MHz；2) 最大可访问存储器空间224k字（64k程序空间、64k数据空间、64kI/O空间、32k全局空间）；3) 具有外部存储器接口模块，带有一个软件等待状态发生器，支持硬件等待状态；4) 在程序控制时，可有4级流水线操作，8级硬件堆栈，6个外部中断（驱动电源保护中断（PDPINT），Reset，非屏蔽中断（NMI）和3个可屏蔽中断）；5) 指令源代码与TMS320家族中C2x，C2xx，C5x系列定点DSP兼容，绝大部分指令为单周期指令，

16、乘法/累加指令也为单周期指令。有存储器块移动指令，用于程序/数据管理。具有多种灵活的寻址方式，如变址寻址方式，用于基2快速傅立叶变换（FFT）位翻转变址寻址方式，。6) 电源采用静态CMOS技术，有4种掉电模式，用于减少能量损耗。7) 具有符合IEEE 1149.1标准的片内JTAG仿真/测试接口8) 集成了功能强大的外围电路，如锁相环（PLL）等。TMS320F240芯片除了具有低成本、高性能的TMS320C2xLP DSP内核，还专门针对运动控制进行了优化设计，它适用于电机控制的主要特点表现在它集成了：1) 事件管理器（EV Manager）：包括3个16位通用定时器，有6种运行模式，包括

17、连续加计数、连续加/减计数；3个16位带死区的全比较单元和3个16位简单比较单元，最多可产生12路PWM输出；4个捕获单元，可用于高速I/O的自动管理，其中2个具有正交编码器脉冲（QEP）接口能力。2) 双10位模数转换器，各有8路多路复用输入，转换时间<10ms.其中事件管理器是最有特色的。利用TMS320F240的事件管理器发出PWM控制信号的原理框图如图5-7所示。基于TI公司定点DSP TMS320F240的通用变频器控制电路板如图5-8所示。在该电路板上外扩128k字静态存储器（SRAM），4通道12位数模转换器（DAC），RS232串口通讯以及JTAG仿真测试接口。该控制电路

18、板具有以下特点：图5-6 TMS320F240内部结构Fig.5-6 TMS320F240 Inner Achitechture图5-7 TMS320F240内部PWM控制信号发生电路框图Fig.5-7 TMS320F240 Inner PWM Circuits Block Diagram图5-8 基于TMS320F240通用变频器控制电路板实物图Fig. 5-8 Photo of control circuit board based on TMS320F2401) 控制电路板上为TMS320F240扩展了4通道12位数模转换器DAC（U9）用于代码开发，4个DAC寄存器和1个DAC刷新寄存

19、器需要被映射到TMS320F240的I/O空间，为正确使用DAC模块需要产生状态等待，即在访问I/O空间时，必须对TMS320F240编程使其产生一个软件等待状态，同时TMS320F240的CLKOUT管脚输出20MHz的CPU时钟信号（CPUCLK），CPUCLK信号用于产生DAC模块所需要的其他硬件等待状态。2) 控制电路板上为TMS320F240外扩128k字外部存储器，由2个128k´8位SRAM（U3、U4）组成，其中64k字用作外部程序存储器，32k字用作外部局部数据存储器，32k字用作外部全局数据存储器。SRAM通过外部数据总线和区布数据总线与TMS320F240接口，

20、15ns的访问时间允许TMS320F240以零等待状态访问外部程序和数据存储空间。3) 控制电路板上配有与RS232兼容的9针串口，用作异步通讯。该串口（P6）通过RS232收发两用器与TMS320F240的串行通讯接口（SCI）相接，通过软件和硬件握手可被设置成多种通讯协议。4) 控制电路板上的JTAG仿真接口（P5）兼容IEEE 1149.1标准，因此可将控制电路板作为目标板，利用仿真开发系统进行调试和测试。所采用的仿真开发系统为闻亭公司的TDS-2XX仿真开发系统。5) 通过4个双列34针的连接器可访问TMS320F240的所有相关信号。连接器P1为输入/输出连接器，与事件管理器、SCI

21、、SPI的所有信号相接；连接器P2为模拟连接器，与所有模拟信号相接，包括4路DAC输出通道、16路ADC输入通道、ADC参考电压；连接器P3为地址/数据连接器，与外部地址和数据总线信号相接；连接器P4为控制连接器，与外部存储器接口控制信号相接。异步电动机定子相电流检测电路如图5-9所示。采用变比为1:1000的霍尔电流传感器，经过偏置、放大处理后，使其变为范围为05V的电压信号，再送至TMS320F240的片内模数转换器的接口。图5-9 相电流检测电路Fig.5-9 Detection circuit of phase current5.2.2 电压源PWM通用变频器的软件设计所研制的PWM通

22、用变频器采用全数字变频器无速度传感器的恒U/f比控制方式。并且为开展深入的实验研究和分析，与其它变频其产品相比有自身独特的特点，除了变频器输出基波频率、载波频率、起动转速上升时间、旋转方向等参数可通过人机界面进行设置以外，还设计了两种PWM控制方式，即正弦波脉宽调制(SPWM)和空间矢量脉宽调制(SVPWM)，另外，PWM控制信号的死区时间也可以设置，还可以实时显示输出电流的波形和有效值。上述功能都是在前述硬件的基础上通过软件设计来实现的。5.2.2.1 软件流程图固化在TMS320F240存储器内的主程序流程图如图5-10所示，中断服务程序流程图如图5-11所示。图5-10主程序流程图Fig

23、.5-10 Main program block diagram人机界面基于VB编制了人机界面用于设置、显示和控制通用变频器的运行。人机界面如图5-12所示，输出基波频率（Output Frequency），载波频率（Carrier Frequency），死区时间（Dead-band Time），起动转速上升时间（Rise Time），旋转方向等参数皆可通过人机界面进行设置，PWM控制方式可选SPWM或SVPWM，可实时显示负载电流（Output Current）的有效值。图5-12 人机界面Fig.5-12 HMI图5-11 中断服务程序流程图Fig.5-11 Block diagram o

24、f Interrupt service program基于VB的人机界面程序流程图如图5-13所示。图5-13 基于VB的人机界面程序流程图Fig.5-13 Block diagram of HMI based on VBPWM通用变频器装置及其实验结果PWM变频器装置实物图如图5-14所示。装置实验时，变频器接3相380V交流电，载波频率设为2kHz，输出基波频率设为50Hz。测试仪器为泰克双通道示波器，型号为TDS3032，采用50倍衰减的差分探头。TMS320F240发出的两路互补的控制信号PWM1、PWM2如图5-15所示，其死区时间设定值为4.8ms；经过光电隔离后加在IPM控制信号

25、输入端子wP和wN的控制信号如图5-16所示，上下两路信号也是互补的，并且是带死区时间的。PWM通用变频器输出的线电压及其频谱波形如图5-17所示，驱动异步电动机运行是的相电流及其频谱波形如图5-18所示。图5-14 自行研制的PWM通用变频器实物照片Fig.5-14 Photo of PWM general-purpose inverter designed by ourselves a)一个周波 b)展开的单个脉冲图5-15 DSP发出的两路互补带死区的PWM控制信号Fig.5-15 Two PWM control signals with dead-band time generated

26、 by DSP(TMS320F240) a)一个周波 b)展开的单个脉冲图5-16 加在IPM控制信号输入端自的两路互补带死区的信号Fig.5-16 Two signals with dead-band time applied to IPM control signal inputs图5-17 PWM通用变频器输出的线电压及其频谱Fig.5-17 Line-to-line voltage and its spectrum图5-18 PWM通用变频器驱动异步电动机运行时的相电流及其频谱Fig.5-18 Phase current and its spectrum5.3 新型可调式共模逆变器输出

27、滤波器为在各种运行条件下实时得到优化的滤波效果，在电压源PWM通用变频器的基础上研制了一种新型可调式共模逆变器输出滤波器。5.3.1问题的提出通过大量的仿真和实验分析，在各种不同运行条件下电动机端线电压总谐波畸变率（THDV）具有一定的规律。根据仿真结果绘制的电动机端线电压总谐波畸变率（THDV）特征曲线如图5-19所示。图5-19a)为载波频率为2kHz，输出基波频率为50Hz，额定负载时，滤波电感与THDV的特征曲线；图5-19b)为输出基波频率为50Hz，额定负载时，载波频率与THDV的特征曲线；图5-19c)为载波频率为2kHz，额定负载时，输出基波频率与THDV的特征曲线；图5-19

28、d)为载波频率为2kHz，输出基波频率为50Hz时，负载变化时负载与THDV的特征曲线。 a) b) c) d)图5-19 基于仿真结果的电动机端线电压总谐波畸变率（THDV）特性曲线Fig.5-19 Characteristic Curves of THDV of motor terminal line-to-line voltage based on simulation results由图5-19a)d)可知，滤波电感（Lf）对电动机端线电压THDV有着很大影响，Lf越大，THDV越低。当电动机的运行条件，如载波频率、输出基波频率以及负载变化时，电动机端线电压THDV也会受到较大影响，由

29、图5-19b)可知，载波频率越高，THDV越低；由图5-19c)可知，输出基波频率越高，THDV越低；由图5-19d)可知，随着负载的增加，THDV也会增加。图5-20为根据实验结果绘制的电动机端线电压总谐波畸变率（THDV）特征曲线，其变化规律与图5-19所示的仿真结果一致。因此，当电动机的运行条件变化时，可以通过调节滤波电感（Lf）的大小实时获得优化的正弦电压波形，从而获得优化的调速性能。基于上述思路，提出了一种新型闭环控制可调式共模逆变器输出滤波器，这种滤波器通过实时控制电感量的变化，在线调节滤波器截止频率的大小，从而在不同工作条件下，获得最优化的滤波效果。 a) b) c) d)图5-

30、20 基于实验结果的电动机端线电压总谐波畸变率（THDV）特性曲线Fig.5-20 Characteristic Curves of THDV of motor terminal line-to-line voltage based on experimental results5.3.2新型共模逆变器输出滤波器的总体结构新型共模逆变器输出滤波器的硬件结构在电压源PWM通用变频器的基础上研制的新型闭环控制可调式共模逆变器输出滤波器的总体结构如图5-21所示，实物装置照片如图5-22所示。该滤波器的拓扑结构与在第4章4.3节提出的共模正弦波逆变器输出滤波器的拓扑结构完全相同，只是将滤波电感替换为

31、电感可调的线性电抗器，关于线性电抗器的原理与设计见本章。图5-21 基于PWM通用变频器的新型可调式共模逆变器输出滤波器总体结构Fig.5-21 General configuration of novel common-mode inverter output filter based on PWM general-purpose inverter输入端虚拟中性点输出接线端子（接至电动机）输出端虚拟中性点IPM逆变器整流器8个开关三相380V交流输入接线端子直流激磁电压源线性电抗器滤波电容检测电路±12V直流电压源F240控制电路板IPM控制电源及驱动板Drive Board图5-

32、22 PWM通用变频器及新型可调式共模逆变器输出滤波器装置实物图Fig.5-22 Photo of PWM general-purpose inverter and novel adjustable common-mode inverter output filter新型滤波器参数设计在第4章4.3节提出的共模正弦波逆变器输出滤波器基础上，用电感值可近似线性调节的线性电抗器代替原来电感值固定不变的电感即可，电容不变。一般，滤波电感的取值不能过大，因为电感越大，其体积和成本也就越大。同时，还应考虑到电感上会产生一定的电压降，为使电动机的输出功率不至于过低，应将其限制在变频器输出电压的15%以内。

33、综上，线性电抗器的电感值应在1.5mH 10mH值见可调。滤波电感值变化、滤波电容值固定不变（60mF）时这种正弦波逆变器输出滤波器的一族幅频特性如图5-23所示，其截止频率与滤波电感的变化关系曲线如图5-24所示，可见电感值增加时，截止频率随之减小。 图5-23 不同电感值时滤波器的幅频特性Fig.5-23 Characteristic of amplitude (PU) vs. Frequency with different inductance图5-24 滤波器截止频率与电感之间的关系曲线Fig.5-24 Cutoff frequency vs. Inductance (Lf)5.3.

34、3线性电抗器原理与设计5. 线性可调电感的工作原理根据铁磁材料的非线性特性，对铁磁材料施加直流励磁，即设置磁路工作点，铁心线圈的静态磁导率和动态磁导率将随工作点的变化而变化，如图5-25所示，它们分别是 (5-1) (5-2)设表示磁路工作点，则相应静态电感和动态电感则分别是 (5-3) (5-4)式中，S 为磁路截面积；l为磁路长度。图5-25 铁磁材料的基本磁化曲线及静态和动态磁导率Fig.5-25 Normal magnetization curve of ferromagnetic material and its static and dynamic magnetic permeab

35、ility图5-26 a)动态磁导率与磁场强度的关系 b)总电感与磁场强度的关系Fig.5-26 a) Dynamic magnetic permeability vs. magnetic field intensity b) Inductance vs. magnetic field intensitya)b)图5-27 线性电抗器的结构示意图Fig.5-27 Construction diagram of linear inductor由于滤波器工作在交变电压、电流条件下，所以可调电感是基于动态磁导率随工作点变化而变化的原理进行可调电感设计。为了实现可调电感，在同一磁路上除绕有交流绕组外，

36、还要绕上直流控制绕组。采用如图5-27所示的结构原理制作线性电感。每一个可调电感使用两个矩形铁心。为在直流绕中不产生交流感应电压，在结构设计时使得两个磁路中的交流磁通一个与直流磁通方向相同，另一个则与直流磁通方向相反。因此，在工作点附近，当其中一个线圈电感增加时，另一个线圈的电感则减小，二者对称于工作点，即 (5-5) (5-6)式中，表示工作点处每个交流绕组的动态电感；、为电感增量，在工作点附近有。当两个线圈中的电感串联联接时，等效电感为 (5-7)上述等效电感受直流励磁电流的连续控制，可以得到近似线性的可调电感。如图5-26(b)表示串联连接时，在两个工作点处，等效电感与每个电感的关系。其

37、中等效电感曲线是由单调增加和单调减小且对称于工作点的两个电感曲线相加而得。两个变化趋势相反的电感曲线起到相互补偿的作用。由此可以得到近似线性的等效交流电感。5. 可调电感的设计方法可调电感的设计包括结构设计、磁路设计和直流励磁绕组设计。(1) 结构设计 主要考虑两个方面：(a)可调电感要尽可能为线性电感；(b)直流绕组中的交流感应电压要尽可能小。综合这两方面需要，采用两个矩形铁心作为可调电感的基本结构，如图5-16所示。理想情况下，两个铁心在直流绕组中产生的交流感应电压可以完全抵消，磁导率可以实现相互补偿。(2) 磁路设计 包括材料选择、尺寸设计和交流绕组设计。(a)材料选择 为减小体积、提高

38、效率，选用磁导率较高的铁磁材料D33冷轧高硅钢片。(b)尺寸设计 根据滤波器对可调电感变化范围的需要，确定每个矩形线圈的电感变化范围，即和。设滤波电感的最大和最小值分别为，则每个绕在矩形磁路上的铁心电感的最大和最小值分别为： (5-8)根据磁路理论，和可由下式分别求得 (5-9) (5-10)当材料选定后，便随之而定(因为它对应无励磁时的动态磁导率),而可以通过改变直流励磁来改变其大小。因此磁路尺寸必须满足 (5-11)交流绕组导线直径由电机电流决定，设为Dd。磁路的其它尺寸如图5-27所示。与磁路几何尺寸的关系是： (5-12) (5-13) (5-14) (3)直流绕组设计 主要是直流励磁

39、安匝计算。最大励磁安匝由最小电感值决定。由最小电感值求得最小动态磁导率： (5-15)根据关系曲线图18(a)，求得所需磁场强度H。有安培环路定律(或基尔霍夫磁压定律)得 (5-16)从而求得直流励磁绕组的安匝数。若选定(同时选定直流绕组导线直径)，则可计算得出直流励磁绕组匝数。以上设计要点可以概括为：根据最大电感值设计磁路和交流绕组；根据最小电感值设计直流励磁绕组。通过调节流过线性电抗器直流控制绕组的直流激磁（IDC）的值，即可调节线性电抗器的电感值。线性电抗器的实物照片如图5-28所示，其主要参数见表5-4。其特性曲线如图5-29所示，由图5-29可知，当流过电抗器交流绕组的交流电流（IA

40、C）变化时，电抗器的电感值基本保持恒定；并且电抗器具有较好的伏安特性。图5-28 线性电抗器实物照片Fig.5-28 Photo of Linear inductor表5-4 线性电抗器的有关参数Table 5-4 Parameters of linear inductor序号参数参数值1交流绕组最大交流电流 (IAC) 10A2直流控制绕阻最大直流电流(IDC)1.5A3电感值调节范围1.510mH4直流控制绕组电阻(RDC)36.6W5交流绕组电阻(RAC)0.09W6体积（长´宽´高）205´180´250mm27重量13kg (a) 电感与交流绕

41、组电流的关系曲线 b) 伏安特性图5-29 线性电抗器的特性曲线Fig.5-29 Characteristic curves of linear inductor在起动和制动等动态过程中，为使动态过程时间最短并在电感上的电压降落最低，电动机上获得较高的电压，把线性电抗器的电感值调至最小。在稳态过程中，为获得最佳的正弦波形，线性电抗器的电感值需要根据电动机端线电压总谐波畸变率（THDV）的变化规律适当调大。在如图所示的5-21的整个系统中，利用霍尔电流传感器将相电流信号传至TMS320F240的模数转换器，从而获得负载电流的有效值。而载波频率和输出频率都是通用变频器的设定值。这样，利用储存在TM

42、S320F240存储器中根据电动机端线电压总谐波畸变率（THDV）变化规律编制的查询表（Look-up Tables）来确定控制电路板上DAC输出一个最适合的电压值，该值决定了直流激磁电压源输出的直流激磁电压的大小，从而向3个串联的线性电抗器提供最适合的直流激磁电流IDC，该电流值决定了线性电抗器电感的大小，因此可以通过实时的调节线性电抗器电感值的大小，来改变滤波器的截至频率，从而改善电压波形。上述控制策略在TMS320F240内部采用软件编程实现。其软件流程图见附录图F-20。系统显示与控制界面如图5-30所示。图5-30 系统显示与控制界面Fig.5-30 System display a

43、nd control interface 5.3.5.1电压波形改善图5-31(a)(c)(e)(g)为采用常规固定参数正弦波逆变器输出滤波器（Lf=2mH, Cf=60mF）的电动机端线电压波形。图5-31(b)(d)(f)(h)为采用本文提出的采用线性电抗器的新型可调式逆变器输出滤波器的电动机端线电压波形。由图5-31可知，在相同运行条件下，采用新型可调式滤波器电动机端线电压的THDV明显低于采用固定参数滤波器的THDV。证明提出的新型可调式逆变器输出滤波器是有效的。THDV=7.87%THDV=12.43%测试条件：fc=2kHz, f1=50Hz, IAC=6.5A a) b)THDV

44、=6.85%THDV=7.64%测试条件：fc=4kHz, f1=50Hz, IAC=6.5A c) d)THDV=13.54%THDV=8.96%测试条件：fc=2kHz, f1=35Hz, IAC=6.5A e) f)THDV=5.74%THDV=9.97%测试条件：fc=2kHz, f1=50Hz, IAC=3.5A g) h)a) c) e) g) 采用固定参数正弦波逆变器输出滤波器 b) d) f) h) 采用线性电抗器的正弦波逆变器输出滤波器 图5-31 电动机端线电压波形Fig.5-31 Motor Terminal line-to-line voltage waveforms 5系统实验结果综合分析通过大量的实验研究和分析，得出如图5-32所示的变频器输出基波频率为50Hz时电动机端线电压的THDV与载波频率和负载电流的三维关系