通信基本电路复习课

1、上海交通大学图像通信上海交通大学图像通信 1 简单振荡回路 简单振荡回路由电感线圈和电容电感线圈和电容组成的单个振 荡回路称为简单振荡回路或单振荡回路。分为 1. 2. 串联谐振（振荡）回路 并联谐振（振荡）回路 谐振特性：简单振荡回路的阻抗在某一特定频 率上具有最大或最小值的特性称为谐振特性， 这个特定频率称为谐振频率 简单振荡回路具有谐振特性和频率选择作用， 这是它在高频电子线路中得到广泛应用的重要 。 3 1-1串联谐振电路 串联振荡回路：由电压源与电容、电感串联串联振荡回路：由电压源与电容、电感串联 的振荡回路。的振荡回路。 V s Z （Z 阻抗阻抗 ） s I 1 I z = R

2、+ jx = R+ j ( L c ) z e jZ 1 X2 (L R2 R2 )2 C 1 L X C arctg 0 arctg 令X R R 1 X 0 L 0 0 C 当当 0时时 1 LC 1 0 f 达到最大：达到最大：回路谐振回路谐振 0 2LC 4 I I v s 0 R 串联谐振回路（特性曲线）串联谐振回路（特性曲线） x zz 感性 L x=L 容性 2 1 C O 0 O 0 1 C R 2 0 当 时 |z| R， 0 0，x0呈容性，电流超前电压，z 0 ，x0呈感性，电流滞后电压，z0 = 0 ，|z| = R ， x = 0达到串联谐振，阻抗为纯阻R。 当回路谐

3、振时的感抗或容抗，称之为特性阻抗。用表示 1 L X L X C L0 C0 0 C 0 5 谐振特性谐振特性 Z R 1) 0时X 0 0时X 0 为最小值，且为纯电阻 且X L XC , 呈现感性 且X L XC , 呈现容性 0时X 0 2)谐振时电流最大且与电源同相谐振时电流最大且与电源同相 . UL VS I0 R . U 0 . I0 . UC 串联回路在谐振时的电流、串联回路在谐振时的电流、 电压电压 图图 6 1-1串联谐振电路 特性阻抗 定义为谐振时回路感抗值或容抗值 物理意义表示的是沿传输线转递的正向波的电压的复振幅和电流的复振幅的比值。 在高频电路中，我们还必须考虑反射的

4、问题。当信号的频率很高时， 则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不匹配（相等）时，在负负载阻抗不匹配（相等）时，在负载端就会产生反射。载端就会产生反射。 当负载电阻跟信号源内阻相等时，当负载电阻跟信号源内阻相等时， 负载可获得最大输出功率，这就是负载可获得最大输出功率，这就是 1 L C L C 0 0 我们我们 的阻抗匹配之一的阻抗匹配之一 7 1-1串联谐振电路 品质因数 谐振时回路感抗值（或容抗值）丌回路电阻R的比值称为回路的品质因数， 以Q表示，它表示回路损耗的大小。 oL

5、 1 ocR 1 L Q R R 1 R C 当谐振时： o L c o Vs Io Vs vCo Vs R vLo Q R 因此串联谐振时，电感L和电容C上的电压达到最大值且为输入信号电压的Q倍。Q值值 一般可以达到几十或者几百，一般可以达到几十或者几百，故串联谐振也称为电压谐振。称为电压谐振。 在实际应用的时候要在实际应用的时候要预先注意回路 的耐压问题。 8 串联谐振回路中电流幅值与外加信号源频率之间的关系曲线称为谐振曲线。 N (f ) 可用N (f )表示谐振曲线的函数。 vs 1 R j(L ) 失谐处电流 I R C N ( f ) Io vs R Q2 1 C 谐振点电流 R

6、j(L ) Q1 1 1 1 jf 1 f0 Q1 Q2 L 1 C R Q值不同即损耗R不同时，对曲线有很大影响，Q值大 曲线 ，选择性好，Q值小曲线钝，通带宽。 9 因此，要衡量电路偏离谐振的程度，必须包含Q和 失谐量的综合效果。 所以，定义所以，定义广义失谐量广义失谐量 1 L L (失谐电抗) X R C 0 Q 0 0 0 0 R R 当 0，即失谐丌大时 ： ( 0 )(0 ) 2f Q f 0 0 0 图3 I I0 N(f ) N(f)= 1 5. 通频带 当回路外加电压的幅值不变时，改变 1 2 Q2 频率，回路电流I下降到I 的 时 Q1 o 2 所对应的频率范围称为谐振回

7、路的通 频带用B表示： (f) 1 1 2 2 0 (f0) B 2 Q1 Q2 0.7 2 f2 1 f1 或B 2f0.7 1 功率为谐振时的一半； 对应 f B 2f0.7 0 Q 11 0 arctanQ arctan 0 图图 3.1.7 图图 3.1.8 串联振荡回路的串联振荡回路的 串联振荡回路通用串联振荡回路通用 相位特性相位特性 相位特性曲线相位特性曲线 信号源内阻及负载对串联谐振回路的影响信号源内阻及负载对串联谐振回路的影响 通常把没有接入信号源内阻和负载电阻时回路本身的Q值叫做无载Q（空载Q值），如式 Q o L Q o R 把接入信号源内阻和负载电阻的Q值叫做有载Q值，

8、用QL表示： 0 L Q L R R R S L 其中R为回路本身的损耗，RS为信号源内阻，RL为负载 L R 可见 QL为有载时的品质因数 Q为空载时的品质因数 C Rs RL + Vs 13 结论：结论：串联谐振回路通常适用于信号源内阻串联谐振回路通常适用于信号源内阻Rs很小很小 （恒压源）和负载电阻（恒压源）和负载电阻RL也不大也不大(如微波电路如微波电路)的情况的情况 由于由于QL值低于值低于Q0，因此考虑信号源内阻及负载电阻后，因此考虑信号源内阻及负载电阻后， 串联谐振回路的选择性变坏，通频带加宽。串联谐振回路的选择性变坏，通频带加宽。 考虑信号源内阻考虑信号源内阻Rs和负载电阻和负

9、载电阻RL后，由于回路总的损耗增后，由于回路总的损耗增 大，回路大，回路Q值将下降，称为值将下降，称为等效品质因数等效品质因数QL。 1 Q L L G G G p p s L 1 p L Rp Rp R R R 1R I R L s p L s R C L p s Qp Rp Rp 1 R R s L 由于由于QL值低于值低于Qp，因此考虑信号源内阻及负载电阻后，并，因此考虑信号源内阻及负载电阻后，并 联谐振回路的选择性变坏，通频带加宽。联谐振回路的选择性变坏，通频带加宽。 14 高频小信号放大器电路的性能指标高频小信号放大器电路的性能指标 1). 增益增益：（放大系数）（放大系数） Vo

10、P0 电压增益：A 功率增益： A V P V P i i 20logV0 A 10log Po 分贝表示：A V p V P i i 2) 通频带通频带： 放大器的电压增益下降到最大值的0.7（即1/ ）倍时， 2 所对应所对应 的频率范围称为放大器的通频带，用的频率范围称为放大器的通频带，用 B 2f0.7 表示。2 f 0.7也称为3分贝带宽。 16 高频小信号放大器电路的性能指标高频小信号放大器电路的性能指标 3)选择性： 从各种丌同频率信号的总和（有用的和有害的）中选出有用信号， 抑制干扰信号的能力称为放大器的选择性，选择性常采用矩形系数和抑制比来表示。按理想情况，谐振曲线应为一矩形

11、。为了表示实际曲线接近理想曲线的程度，引入“ 矩形系数”，它表示对邻道干扰的抑制能力。 矩形系数：为放大器的相对电压增益下降到为放大器的相对电压增益下降到 0.1(或或0.01)时，相应的频带宽度时，相应的频带宽度 BW0.1(或或BW0.01）与放大器通频带）与放大器通频带BW0.7之比之比A。/A Av0是最大电压增益，出现是最大电压增益，出现 V Vo 理想 在谐振频率上在谐振频率上 2f 0.1 1 K ro1 2f 0.7 0.7 实际 2f 0.01 2f0.7 K r0 .01 2f 0.1 f 0.7 2f0.1 2 f0.1, 2 f0.01分别为放大倍数下降至0.1和0.0

12、1处的带宽，Kr愈接近于1越好。 17 高频小信号放大器电路的性能指标高频小信号放大器电路的性能指标 抑制比：表示对某个干扰信号fn 的抑制能力，用 dn表示。 A Av0 AV0 d n AA AVn v nn f fn f0 Avn为干扰信号的放大倍数，Av0为谐振点f0的放大倍数例Av0 = 100， An = 1 用分贝表示dn(dB) = 20 lgdn d 100 100 d ( dB ) 40dB n n 1 18 高频小信号放大器电路的性能指标高频小信号放大器电路的性能指标 4）工作稳定性： 指在电源电压变化或器件参数变化时，以上三参数的稳定程度。 为使放大器稳定工作，必须采取

13、稳定措施，即限制每级增益， 选择内反馈小的晶体管，应用中和或失配 5） 噪声系数噪声系数： 放大器的噪声性能可用噪声系数表示： 等。 Psi / Pni (输入信噪比) N N 越接近1越好 F F P / P (输出信噪比) so no 在多级放大器中，前 的噪声对整个放大器的噪声起决定作 用，因此要求它的噪声系数应尽量小。 以上这些要求，相互之间即有 又有 。增益和稳定性是一 对 ，通频带和选择性是一对 。因此应根据需要决定主次， 进行分析和讨论。 19 4.2.1 晶体管高频小信号等效电路与参数晶体管高频小信号等效电路与参数 一、形式等效电路（一、形式等效电路（ 参数等效电路）参数等效电

14、路） I1 yi yr V1 I1 yiV1 yrV2 即: 则有I y V y Vy y I o V2 2 2 f 1 o 2 f 式中：式中： 图图 4.2.1 晶体管共发射极电路晶体管共发射极电路 Iyi 1 称为输出短路时的输入导纳 VV2 0 1 I1 y 称为输入短路时的反向传输导纳 V1 0 r V2 I2 y 称为输出短路时的正向传输导纳 V2 0 f V1 I2 y 图图 4.2.2 参数等效电路参数等效电路 称为输入短路时的输出导纳 V1 0 o V2 20 260 r be I E 0 IC g m r 26 be 1 r C be be f 或f Cbc rbbbb c

15、 gbc Cbe gmVbe e 图图 4.2.5 参数及混合参数及混合等效电路等效电路 21 放大器的质量指标放大器的质量指标 1）电压指标）电压指标 根据电压变比根据电压变比 VA o VV i p V： V p VV V2 V p o c o 2 ab ab c 1 p 1 V o Vc p2 y fe p2 A 所以：所以： p y Y VVV p i 1 i 1 oe L 1 由于：由于： YL Gp jC p y 2 2 ie2 j L YL 1 1 Gp jC 2 YL p y 2 ie2 p2 p2 j L 1 1 所以：所以： p2 y fe p2 y fe p1 p2 y

16、fe A p y Y V p2 y Y Y p y L 1 oe L 1 oe L 1 oe p2 1 若单级放大器的增益不能满足要求，就要采用多级放大器。若单级放大器的增益不能满足要求，就要采用多级放大器。 ( j) Vo ( j) Vo1( j) Vo2 ( j) Von ( j) Av V ( j) V ( j) V ( j) V( j) i i o1 o(n-1) Av1 ( j) Av 2 ( j) Avn 如果各级放大器是由完全相同的单级放大器所组成，则如果各级放大器是由完全相同的单级放大器所组成，则 An A A A Av v 1 v 2 vn v 1 Avn Av1 Av2 如

17、果各级放大器是由完全相同的单级放大器所组成，则如果各级放大器是由完全相同的单级放大器所组成，则 An A A A Av v1 v 2 vn v1 p1 p2 yfe 1 Av1 g 0 1 jQ L 0 n p p y 1 A 1 2 fe n v g 1 jQ（ 0 ） L 0 1. 增益增益 n p p y 1 A 1 2 fe n v g 1 jQ（L 0 ） 0 n p p y Av 0 1 2 fe g1 2. 通频带通频带 1 1 Av 2n )2 2 n A 2 2 ( 1 (Q 1 Q 0 )2 2 v 0 L L 0 0 可求得可求得n级放大器的通频带级放大器的通频带 1 2

18、n 1 2n 20.7 1 0 Q 1 2 0.7 单级 L 3. 选择性选择性（矩形系数矩形系数） 2f0.1 20.1 K r 01 2f 20.7 0.7 1 1 Av 1 2n )2 2 n A 10 1 (Q 1 Q 2 ( 0 )2 2 v 0 L L 0 0 1 2n 通频带通频带 20.7 1 0 Q L 当级数当级数n增加时，放大器的矩形系数有所增加时，放大器的矩形系数有所 ，但这种，但这种 是有限度的。是有限度的。 End 2 20.1 10n 1 0 QL 2 10n 1 1 2 n 1 v (t) a a v (t) a v 2 (t) A. 传输特性传输特性 o 0

19、1 i 2 i vi (t) V1m cos1t V2m cos2t 设：设： 则则 vo (t) 直流分量；直流分量； 中有：中有： 分量和谐波分量：分量和谐波分量： 1,2, 21,22 组合频率分量：组合频率分量： 1 2 “非线性非线性”具有频率变换作用。具有频率变换作用。 28 非线性非线性 i kv2 29 i kv2 V2m sin2t 例：非线性特性如下：例：非线性特性如下： v1 V1m sin1t v v1 v2 v2 k cos( i V 2 ) kV V 2 (V )t 1m 2m 1m 2m 1 2 2 k cos( cos 2 t kV V )t 2 V 1m 2m

20、 1 2 1m 1 2 k cos 2 t 2 V 2m 2 2 30 不满足叠加原理不满足叠加原理 i kv2 kv2 1 2 kV 2 sin2 t kV 2 sin2 t 1m 1 2m 2 k(v v )2 1 2 31 常用的非线性常用的非线性 的特性曲线可表示为的特性曲线可表示为 i f (VQ v) v = = v1 1+ +v2 2 其中其中 ，VQ是静态工作点。是静态工作点。 上述特性曲线可用幂级数表示为上述特性曲线可用幂级数表示为 i = a0+a1v+a2v2+a3v3+ + anvn+ 式中式中a0 0，a1 1， 表示表示 ，an n为各次方项的系数，它们由下列通式为

21、各次方项的系数，它们由下列通式 1 dn f (v ) 1 n! dv n f n! (n) an (VQ ) v VQ 32 i = a0+a1v+a2v2+a3v3+ + anvn+ 从频域从频域 非线性能够揭示非线性的频率变换作用，非线性能够揭示非线性的频率变换作用， 因此，选择如下信号作为幂级数的输入电压。因此，选择如下信号作为幂级数的输入电压。 v(t) V1m cos1t V2m cos2t 将和项展开，可得将和项展开，可得 i n0 n n! (V cos t) cos t) nm m a (V n 1m 1 2m 2 m!(n m)! m0 33 i n n! (V cos t

22、) (V cos t) nm m a n 1m 1 2m 2 m!(n m)! n0 m0 直流成分直流成分 耦次谐波耦次谐波 三角降幂公式三角降幂公式 n 1 n 1 2n 2 C 2 cos(n 2k ) t . n为偶数 Ck n n 1 k 0 cos t n 、奇次谐波、奇次谐波 1 1(n1) 1 2 cos(n 2k) t . n为奇数 Ck n 1 2n k 0 三角积化和差公式： 1 1 cos 1t cos 2t 2 cos(1 2 )t 2 cos(1 2 )t i 中含有的频率成分：p,q p q0 p, q 0, 1, p + q n 2,，34 a2 a a 2 2

23、 ) V a (V 3 4 3 2 2 3 3 2 2 V 3 4 0 1m 2m V a1V2m a3V2m a3V2mV1m 2 2m 2m 2 a V 3 a V 3 a V 3 2V 1 1m 3 1m 3 2m 1m 4 2 3 a V a 2V 2 3 4 2 V a V V a V V 1 2 3 1m 2m 1m a V a V V 2 1m 2m 3 2 1m 2m 4 2 3 1m 2m 3 1m 4 3 4 3 4 2 2 a V V a V V 3 2m 1m 3 2m 1m 0 221 2 2 3321 2 1 2 2 1 1 1 21 2 2 22 1 2 1 2

24、n最高次数为最高次数为3的多项式的频谱结构图的多项式的频谱结构图 35 a2 a a 2 2 ) V a (V 3 4 3 2 2 3 3 2 2 V 3 4 0 1m 2m V a1V2m a3V2m a3V2mV1m 2 2m 2m 2 a V 3 a V 3 a V 3 2V 1 1m 3 1m 3 2m 1m 4 2 3 a V a 2V 2 3 4 2 V a V V a V V 1 2 3 1m 2m 1m a V a V V 2 1m 2m 3 2 1m 2m 4 2 3 1m 2m 3 1m 4 3 4 3 4 2 2 a V V a V V 3 2m 1m 3 2m 1m 0

25、 221 2 2 3321 2 1 2 2 1 1 1 21 2 2 22 1 2 1 2 n最高次数为最高次数为3的多项式的频谱结构图的多项式的频谱结构图 36 结论：结论： p1 q2 p q n （最高次数）（最高次数） 直流、偶次谐波及直流、偶次谐波及p+q为偶数的各种组合频为偶数的各种组合频率成分，振幅仅与偶次项系数有关。奇次的情率成分，振幅仅与偶次项系数有关。奇次的情况类似况类似 p+q=n的各组合频率成分的振幅与的各组合频率成分的振幅与n次以次以上项系数有关上项系数有关 组合频率成对出现组合频率成对出现 组合频率点组合频率点 37 一、晶体管混频器的分析一、晶体管混频器的分析 1

26、.幂级数分析法幂级数分析法 在小信号运用的条件下，也可以将某些非线性元器件在小信号运用的条件下，也可以将某些非线性元器件 函数表函数表 用幂级数函数近似，使问题简化。用这种用幂级数函数近似，使问题简化。用这种 来分析非线性电路可突出说明频率变换作用，不便于作定来分析非线性电路可突出说明频率变换作用，不便于作定 量分析。量分析。 i = a0+a1v+a2v2+a3v3+ 2.变跨导分析法变跨导分析法 在混频时，混频管可在混频时，混频管可 一个参数一个参数( (跨导跨导) )在改变的线在改变的线 性性 ，即变跨导线件，即变跨导线件 。 4 为什么要变频？为什么要变频？ 变频的优点：变频的优点：

27、1)1)变频可提高变频可提高 的灵敏度的灵敏度 2)2)提高提高 的选择性的选择性 3)3)工作稳定性好工作稳定性好 4)4)波段工作波段工作 变频的缺点：变频的缺点： 质量指标一致性好质量指标一致性好 容易产生镜像干扰、中频干扰等干扰容易产生镜像干扰、中频干扰等干扰 5. 变频器的分类变频器的分类 三极管混频器三极管混频器、 按器件分：按器件分： 二极管混频器、二极管混频器、 模拟乘法器混频器模拟乘法器混频器 三极管变频器、三极管变频器、 场效应管混频器、场效应管变频器场效应管混频器、场效应管变频器 平衡混频、平衡混频、 按工作特点分：按工作特点分： 单管混频单管混频 环型混频环型混频 从两

28、个输入信号在时域上的处理过程看：从两个输入信号在时域上的处理过程看： 乘积型混频器乘积型混频器 叠加型混频器、叠加型混频器、 变跨导分析法变跨导分析法 由于信号电压由于信号电压V a 1 ic b1 很小，无论它很小，无论它 sm a 工作在特性曲线的哪个区域，都可以工作在特性曲线的哪个区域，都可以认为特性曲线是线性的认为特性曲线是线性的( (如图上如图上ab、 b a 2 b2 ebe a b 和和a b 三段的斜率是不同的三段的斜率是不同的) )。 O O ebe 因此，在晶体管混频器的分析中，我因此，在晶体管混频器的分析中，我 们将晶体管视为一个跨导随本振信号们将晶体管视为一个跨导随本振

29、信号 变化的线性参变变化的线性参变 。 因因VoVsm使晶体管工作使晶体管工作 性时变状态，所以晶体管集电极静性时变状态，所以晶体管集电极静态电流态电流ic(t)和跨导和跨导gm(t)均随均随v o 作周作周 期性变化。期性变化。 VBB t 加电压后的晶体管转移特性曲线加电压后的晶体管转移特性曲线 由于信号由于信号vs远小于远小于v0，可以近似认为对器件的工作状，可以近似认为对器件的工作状 态变化没有影响。此时流过器件的电流为态变化没有影响。此时流过器件的电流为 i(t) = f(v)= f(v0+ vs+ vBB) 可将可将v0+ vBB看成器件的交变工作点，则看成器件的交变工作点，则i(

30、t)可在其工作可在其工作 点点( 由于由于vs的值很小，可以忽略二次方及其以上各项，则的值很小，可以忽略二次方及其以上各项，则 i(t)近似为近似为 i(t) f(vBB v0 ) f(vBB v0 )vs v + vBB)处展开为处展开为 级数级数 1 i(t) f(v v ) f (v v )v f (v v )v2 BB 0 BB 0 s 2! BB 0 s 1 f (n)(v v )v2 n! BB 0 s 其中其中f(v0+vBB)是是vs=0时仅随时仅随v0变化的电流，称为时变静态电流，变化的电流，称为时变静态电流， f (v0+ vBB)随随v0+vBB而变化，称为时变电导而变化

31、，称为时变电导g(t)，电流可以写为，电流可以写为 i(t) Io(t)+g(t) vs(t) 将将 vBB+v0=VBB+V0mcos 0t vs= Vsmcos st 代入式代入式 展开并整理，得展开并整理，得 (Ic0 Icm1 cos0t Icm2 cos 20t ) (go g1 cos0t g2 cos 20t )Vsm cosst ic i(t) f(vBB v0 ) f(vBB v0 )vs ic ( Ico Icl cosot Ic 2 cos 2ot ) (g0 g1 cosot g2 cos 2ot )Vs cosst Ico Icl cosot Ic 2 cos 2ot

32、 V g g g cos t cos( )t cos( )t 1 1 s o s o s o s 2 2 g2 g cos(2 )t cos(2 )t 2 o s o s 2 2 i o s 若中频频率取差频若中频频率取差频 ， g cos( )t i 1 V 则混频后输出的中频电流为则混频后输出的中频电流为 i sm o s 2 g 其振幅为其振幅为 I V 1 i sm 2 由上式引出变频跨导由上式引出变频跨导gc的概念，它的定义为的概念，它的定义为 输出中频电流振幅Ii 1 g g c 1 2 输入高频电压振幅VSm 输出的中频电流振幅输出的中频电流振幅Ii与输入高频信号电压的振幅与输入

33、高频信号电压的振幅Vs成正比。若成正比。若 高频信号电压振幅高频信号电压振幅Vsm按一定规律变化，则中频电流振幅按一定规律变化，则中频电流振幅Ii也按相同也按相同的规律变化。的规律变化。 5.7.1 二极管平衡混频器二极管平衡混频器 5.7.2 二极管环形混频器二极管环形混频器 （双平衡混频器）（双平衡混频器） 46 信号电压反相加载在信号电压反相加载在D1D1和和D2D2，振荡电压同相加载在，振荡电压同相加载在D1D1和和D2D2两端。两端。 小信号时平衡混频器的分析采用幂级数分析法，混频时输入信小信号时平衡混频器的分析采用幂级数分析法，混频时输入信 ，输出回路则谐振在中频，输出回路则谐振在

34、中频 i上。上。 号号 二极管的伏安特性可用幂级数表示：二极管的伏安特性可用幂级数表示： 为简化分析，忽略输出电压对二极为简化分析，忽略输出电压对二极 管的反作用，则管的反作用，则 平衡混频器原理电路平衡混频器原理电路 47 当当 很小时，级数可只取前四项，得很小时，级数可只取前四项，得 利用三角公式展开，并分类整理，可得利用三角公式展开，并分类整理，可得 48 由于元器件的非线性作用，单管输出电流中产生了输入电压中不曾有由于元器件的非线性作用，单管输出电流中产生了输入电压中不曾有 的新频率成分，如输入频率的谐波的新频率成分，如输入频率的谐波2 0和和2 s、3 0和和3 s；输入频率及其谐；

35、输入频率及其谐 波波所形成的各种组合频率所形成的各种组合频率 0+ s、 0 s、 0+2 s、 02 s、2 0+ s、2 0 s。 平衡混频器输出电流的频率成份为：平衡混频器输出电流的频率成份为： s、 0+ s、 0 s、 2 0+ s、 2 0 s、 3 s 49 由上式可见，经过二极管非线性变换后，出现了许多新频率，由上式可见，经过二极管非线性变换后，出现了许多新频率， a v 2 但其中只有但其中只有 才是我们所需要的。这是由平方项才是我们所需要的。这是由平方项 产生产生 2 0 s 的。其它频率分量都是无用的产物，必须将它们抑制掉。的。其它频率分量都是无用的产物，必须将它们抑制掉

36、。 i1i a2VsV 0 cos(o s )t v0 vs V0 cos0t Vs cosst vD2 a (V coss cost) a (V cost Vs cos t) i2 a t V 2 0 1 0 0 s 2 0 0 s a (V cost Vs cos t) 3 3 0 0 s i2 i a2VsV 0 cos(o s )t i1、i2以相反方向流过输出端变压器初级，使变压器次级以相反方向流过输出端变压器初级，使变压器次级 负载电流负载电流 ii, = i1i2 vi (i1 i2)R 2a2VsV 0 cos(o s )t 50 环形混频器由两个平衡混频环形混频器由两个平衡混

37、频 ，其主要优点是输出中频，其主要优点是输出中频 器器 信号是平衡混频器的两倍，而且信号是平衡混频器的两倍，而且 抵消了输出电流中的某些组合频抵消了输出电流中的某些组合频率分量，从而减小混频器中所特率分量，从而减小混频器中所特有的组合频率干扰。有的组合频率干扰。 51 正半周，D1和D3导通，D2和D4截止。 1 i S(t)v s r R d L 2(1)n1 (2n 1)1 2 2 3S (t) cos 2t cos 32t cos(2n 1)2t 2 负半周，D1和D3截止，D2和D4导通。 1 S(t T )v i s r R 2 d L 52 4(1)n1 T 4 4 S(t) S(

38、t ) cos t cos 3 t cos(2n 1) t 2 0 3 0 (2n 1) 0 1 S(t) S(t T )v i i i s r R 2 d L 输出电流只有输出电流只有 0+ s、 0 s、3 0+ s、3 0 s、5 0+ s、5 0 s 提供混频增益的同时，进一步减小输入信号频率成分。 53 1 S(t) S(t T )v i i i s r R 2 d L 54 由平衡混频器得：由平衡混频器得： v0 vs V0 cos0t Vs cosst v0 vs V0 cos0t Vs cosst (v0 vs) (V0 cos0t Vs cosst) v0 vs V0 cos

39、0t Vs cosst vD1 vD2 vD3 vD4 (i1 i2 )R 2a2VsV 0 cos(o s )t (i3 i4)R 2a2VsV 0 cos(o s )t vi1 vi2 vi vi1 vi 2 (i1 i2)R (i3 i4)R 4a2VsV 0 cos(o s )t 环型混频器输出电流的频率成份为：环型混频器输出电流的频率成份为： 0+ s、 0 s 55 三极管混频器与二极管混频器的比较三极管混频器与二极管混频器的比较: : 三极管混频器三极管混频器 优点：有变频增益优点：有变频增益 缺点：缺点：1、动态范围较小、动态范围较小 2、组合频率干扰严重、组合频率干扰严重 3

40、、噪声较大、噪声较大 4、 本地辐射本地辐射 二极管混频器二极管混频器 优点：优点：1、动态范围较大、动态范围较大 2、组合频率干扰少、组合频率干扰少 3、噪声较小、噪声较小 4、不、不 本地辐射本地辐射 缺点：无变频增益缺点：无变频增益 56 各类功放的特点 甲类功放：全部工作与 线性区，理论上无失真， 输出信号为全周期，效 率较低 乙类功放：输出信号为半周期，一半工作 性区 丙类功放：输出信号的导通时间小于半周期 max 50% max 78% 90% max 本章将主要分析丙类功放 4. 分类分类 (a)甲甲类类 class-A amplifier (b)乙类乙类 class-B amp

41、lifier (c)甲乙类甲乙类class-AB amplifier (d)丙类丙类class-C amplifier 59 3. 提高效率的途径提高效率的途径 = Po 输出功率 Po = Po PT P直流电源提供的直流功率 P (直流电源功率) = Po (交流功率) PT (直流功耗) vi= 0 0 vi= V V0 0sinsin t t 降低静态功耗，即减小静态电流。降低静态功耗，即减小静态电流。 60 P 1 T V i dt T 0 CC C 5. 效率与失真效率与失真 的解决的解决 丙类丙类(C类类) 放大器的效率最高，但是波形失真也最严放大器的效率最高，但是波形失真也最严

42、重。重。 Icm1 sint Icm2 sin 2t Icmn sin nt iC Ic0 low high n 2 2 0 3 61 iC 1、原理电路、原理电路 晶体管的作用是在将供电电源晶体管的作用是在将供电电源的直流能量转变为交流能量的的直流能量转变为交流能量的 + L i B v C C vc + b vB + v 过程中起开关过程中起开关 作用。作用。 iE + + 谐振回路谐振回路LC是晶体管的负载是晶体管的负载 电路工作在丙类工作状态电路工作在丙类工作状态 VBB VCC 谐振功率放大器的基本电路谐振功率放大器的基本电路 Vbm cost vB VBB 外部电路外部电路 式：式

43、： Vcm cost VCC vC 晶体管的内部特性：晶体管的内部特性：ic gc (vB VBZ ) 62 输出 ic ic 故晶体管的转移特性曲线表故晶体管的转移特性曲线表 ： 转移 特性 ic max 理想化 t VBB 故得：故得： o + c o c VBZ vB +c o c vb Vbm 必须强调指出，集电极电流必须强调指出，集电极电流i ic c虽虽然是脉冲状，但由于谐振回路的然是脉冲状，但由于谐振回路的这种滤波作用，仍然能得到正弦这种滤波作用，仍然能得到正弦 波形的输出。波形的输出。 vBmax 谐振功率放大器转移特性曲线谐振功率放大器转移特性曲线 谐振功率放大器各部分的电压

44、与电谐振功率放大器各部分的电压与电 流的波形图如下图所示流的波形图如下图所示 t 电 或 V 流 电 cm 压 vc ic vC ic VCC iCmaxv v C mi n B max t V BZ V o c 3522 2 2 BB vB Vbmvb (b) 丙类放大器效率高的丙类放大器效率高的 ： 晶体管集电极电流只有在晶体管集电极电流只有在集电极电压较小集电极电压较小时通过时通过 集电极电流导通角很小集电极电流导通角很小 64 1. 高频功放的动态特性高频功放的动态特性 下面通过折线近似分析法定性分析其动态特性，首先，建下面通过折线近似分析法定性分析其动态特性，首先，建 立由立由Rp和

45、和VCC 、VBB、Vbm ic 所表示的输出动态负载曲线。所表示的输出动态负载曲线。 V cost V v CE CC cm iC gcVbmcost cosc A gd VBZ VBB cosc V v bm V ce CC V cosc i gc bm vCE Vcm V Q C CC Vcm gd vCE V0 Vo vcmin Vcm Icm1Rp VCC Vcm cosc Vbm gd gc V0 ; Vcm1 Vcm 65 c 2. 高频功放的负载特性高频功放的负载特性 当当VCC 、VBB 、Vbm 不变时，动态特性曲线与负载不变时，动态特性曲线与负载 RP 临界区临界区 的的

46、 。 vb be em max iC gcr i i i Cmax C C gC gd -VBB VCC vce C v BZ C V BE C ces Q C Vbm v be vbemax vcemin vcemin 66 欠压区欠压区 V 过过压压区区 2. 高频功放的负载特性高频功放的负载特性 临界区临界区 vb be em max iC gcr i i Cmax C gd VCC vce C 曲线曲线1与与vbmax的静态曲线交点决定的静态曲线交点决定了集电极电流脉冲的高度。了集电极电流脉冲的高度。 欠压区欠压区-临界区：临界区：Rp增大，增大，icmax 及导通角变化很小。及导通角

47、变化很小。Rp+，icmax-。Ic0和和Icm1维持维持 过压区：过压区：Rp+，下凹严重。使得，下凹严重。使得Ic0 和和Icm1急剧下降。急剧下降。 Vces Q vcemin vcemin 欠压区欠压区 过过压压区区 2. 高频功放的负载特性高频功放的负载特性 vbemax 临界区临界区 欠压区欠压区 iC vce 0 临临界界 R 欠压欠压 过压过压 p Po c P 1 2 P V CC Ic0 Po Vcm Icm1 1 Vcm Icm1 1 g ( P Po Pc ) c 1 c 2 V I 2 0 临临界界 R 欠压欠压 过压过压 CC c0 p 68 Vcm 过过压压区区

48、Ic0 Icm1 2. 高频功放的负载特性高频功放的负载特性 Po c P 1 2 P V CC Ic0 Po Vcm Icm1 P Po Pc 0 0 临临 界界 Rp R 欠压欠压 过压过压 临临界界 Rp 欠压欠压 过压过压 opt 结论：结论： 图图6.3.7 负载特性曲线负载特性曲线 欠压、过压、临界三种工作状态的特点：欠压、过压、临界三种工作状态的特点： 欠压：恒流，欠压：恒流，Vcm变化，变化，Po较小，较小，c低，低，Pc较大；较大； 过压：恒压，过压：恒压，Icm1变化，变化，Po较小，较小，c可达最高；可达最高； 中间放大中间放大发射机末级发射机末级 临界：临界：Po最大，

49、最大，c较高；较高； 最佳工作状态最佳工作状态 69 Vcm I c0 Icm1 1. 改变改变CCCC对工作状态的影响对工作状态的影响 当当Vbm 、VBB 、 RP 不变时，动态特性曲线与不变时，动态特性曲线与VCC 的的 。 Vcm iC i vbemax C I cm1 Ic0 0 临临界界 VCC 过压过压 欠压欠压 V V V CC CC CC P v o ce c t P Q Q Q VCCIc0 PP 1 V 集电极调幅作用是通过改变集电极调幅作用是通过改变 I o cm cm1 2 CCCC来改变来改变 o o才能实现的，才能实现的， 压区。压区。 V cm1cm1与与 Pc

50、 P Po 0 因此，必须工作因此，必须工作 临临界界 VCC 过压过压 欠压欠压 70 2. 改变改变bmbm对工作状态的影响对工作状态的影响 当当VCC 、VBB 、 RP 不变时，动态特性曲线与不变时，动态特性曲线与Vbm 的的 。 vbemax4 vbemax3 vbemax1 vbemax2 iC I i C cm1 Ic0 0 临临界界 Vbm Po Pi 欠压欠压 过压过压 VBB VBZ Vbm VCC Po c vce P c t P P V I Q CC c0 P 1 V I o cm cm1 2 Pc P Po 0 临临界界 V 欠压欠压 过压过压 bm 71 Vcm V

51、BB Vbm cost 改变改变BBBB对工作状态的影响对工作状态的影响 vBE 3. 当当VCC 、Vbm 、 RP 不变时，动态特性曲线与不变时，动态特性曲线与VBB 的的 。 iC v vbemax3 vbemax1 v iC iC v bemax2 bemax3 bemax2 VBB VBBVBB vBE VCC Q vce vbe t vbemax1 VBB绝对值的增加等效于减少绝对值的增加等效于减少 Vbm，两者都会使，两者都会使vbemax产生相同的变化产生相同的变化 基极调幅作用是通过改变基极调幅作用是通过改变BBBB来改变来改变cm1cm1与与o o才能实现的，才能实现的，

52、因此，必须工作因此，必须工作 压区。压区。 72 二、常用传输线变压器分析(注意不同的接法) 既可以采用传输线理论分析，也可以采用变压器理论分析 1. 1：1倒相传输线变压器 3-4端电压3为“正”，4为“负”，即3对地电压为“正”； 1-2端电压1为“正”，2为“负”，即2对地电压为“负”； 所以称为倒相。 2. 平衡-不平衡/平衡-平衡 1 2 3 4 负载有接地中点； 单端输入，双端输出； 2，4端信号振幅相等，极性相反。 3. 1：4和4：1传输线变压器 1）1：4 u u u I L I 2I 2）4：1 u13 u12 u2-4 u3-4 u u u u L u1地 2-4 2u

53、Zi u23 u12 u34 4 Z 4R R i L L I 2I L I I 7.5.1 振荡器的平衡条件振荡器的平衡条件 7.5.2 振荡器平衡状态和稳定条件振荡器平衡状态和稳定条件 78 负反馈产生自激振荡。负反馈产生自激振荡。 Xid Xo 基本放大 电路 A 正反馈产生自激振正反馈产生自激振 荡。（注意与负反馈荡。（注意与负反馈 方框图的差别）方框图的差别） 若环路增益若环路增益 A F 1 Xf 则则 X id X f ， A F A F a f AF a 去掉去掉 X i ， X o 仍有稳定的输出。仍有稳定的输出。又又 f A( ) F( ) 1 振幅平衡条件振幅平衡条件 所

54、以等幅振荡条件为所以等幅振荡条件为 a () f () 2n 相位平衡条件相位平衡条件 79 反馈 F 振荡建立的3个关键 起振条件 平衡条件 稳定条件 一、典型电路 变压器耦合反馈放大器电路变压器耦合反馈放大器电路 # 振荡电路是单口振荡电路是单口 号源来自何处？号源来自何处？ ，无须输入信号就能起振，起振的信，无须输入信号就能起振，起振的信 接通电源瞬间引起的电压、电流突变，电路器件内部噪声等。接通电源瞬间引起的电压、电流突变，电路器件内部噪声等。 初始信号中，满足相位平衡条件的某一频率初始信号中，满足相位平衡条件的某一频率 0的信号应该的信号应该 被保留，成为等幅振荡输出信号被保留，成为

55、等幅振荡输出信号。（从无到有）（从无到有） 然而，一般初始信号很微弱，很容易然而，一般初始信号很微弱，很容易 扰信号淹没，不扰信号淹没，不 能形成一定幅度的输出信号。因此，起振阶段要求能形成一定幅度的输出信号。因此，起振阶段要求 A(0 ) F(0 ) 1 （由弱到强）（由弱到强） 起振条件起振条件 a (0 ) f (0 ) 2n 81 当输出信号幅值增加到一定程度时，就要限制它继续增加。当输出信号幅值增加到一定程度时，就要限制它继续增加。 稳幅的作用就是，当输出信号幅值增加到一定程度时，稳幅的作用就是，当输出信号幅值增加到一定程度时， 使振幅平衡条件从使振幅平衡条件从 AF1 到到AF=1

56、 。（由增到稳）（由增到稳） 82 二、平衡条件 振荡器电压幅度会无限增大吗？ 。由于振荡器系统是非线性的，当振荡电压增大时， 放大器的工作状态将改变(甲-甲乙-丙)，引起电压增益下降，最终达到平衡状态。 平衡条件为： 或uf ui ,T (g ) 1 kuk f 1 振幅条件振幅条件 n 0,1, 2, 2n相位条件相位条件 u f 利用振幅平衡条件确定振荡器的振幅；利用相位平衡条件确定频率。利用振幅平衡条件确定振荡器的振幅；利用相位平衡条件确定频率。 以上分析了保证振荡器由弱到强地建立起振荡的以上分析了保证振荡器由弱到强地建立起振荡的 起振条件；保证振荡器进入平衡状态、产生等幅振荡起振条件

57、；保证振荡器进入平衡状态、产生等幅振荡 的平衡条件。的平衡条件。 实际上，平衡状态下的振荡器仍然受到外界因素实际上，平衡状态下的振荡器仍然受到外界因素 变化的影响而可能引起幅度和频率不稳。因此，还应变化的影响而可能引起幅度和频率不稳。因此，还应 该分析保证振荡器的平衡状态不因外界因素变化而受该分析保证振荡器的平衡状态不因外界因素变化而受 到破坏的稳定条件。到破坏的稳定条件。 稳定条件也分为稳定条件也分为振幅稳定振幅稳定与与相位稳定相位稳定两种。以两种。以 下分别讨论。下分别讨论。 84 1 1）振幅平衡的稳定条件）振幅平衡的稳定条件 要保证外界因素变化时振幅相对稳定，就是要：当振幅变要保证外界

58、因素变化时振幅相对稳定，就是要：当振幅变 化时，化时，AF的大小朝反方向变化。的大小朝反方向变化。 A 0 振幅稳定条件: Vom V V om omQ 图 7.5.2 软自激的振荡特性 图 7.5.3 硬自激的振荡特性 85 2 2）相位平衡的稳定条件）相位平衡的稳定条件 相位稳定条件是指相位平衡条件遭到破坏时，相位平衡能重相位稳定条件是指相位平衡条件遭到破坏时，相位平衡能重 新建立，且仍能保持相对稳定的振荡频率。新建立，且仍能保持相对稳定的振荡频率。 稳定原理：稳定原理： (t) (t)dt 外部外部 扰动扰动 相位相位 频率频率 频率频率 (Y Z F ) Z 0 相位平衡条件 86 2

59、 2）相位平衡的稳定条件）相位平衡的稳定条件 (Y Z F ) Z 0 相位平衡条件 1 A Av v 0 1 jQ 0 L 0 1 0 arctanQ 0 图 7.5.4 并联谐振回路的相频特性 87 3） 基本组成部分基本组成部分 从上面的讨论可知，要使反馈振荡器能够产生持续的等幅从上面的讨论可知，要使反馈振荡器能够产生持续的等幅 振荡，必须满足振荡的起振条件、平衡条件和稳定条件，它们振荡，必须满足振荡的起振条件、平衡条件和稳定条件，它们 是是 的。因此，反馈型正弦波振荡器应该的。因此，反馈型正弦波振荡器应该 ： 放大电路放大电路 正反馈正反馈 选频选频 （选择满足相位平衡条件的一个频率。

60、经常与反馈（选择满足相位平衡条件的一个频率。经常与反馈 合二为一。）合二为一。） 稳幅环节稳幅环节 从从 AF 1 幅度稳定幅度稳定 相位稳定相位稳定 回到回到AF 1 稳定环节稳定环节 88 放大器丌振荡器本质上都是将直流电能转化为交 流电能，丌同之处在于：放大器需要外加 信号而 振荡器丌需要。因此，如果将放大器的输出正反回输 入端，以提供器。 能量转换的信号，就可能形成振荡 如果由如果由LC谐振回路通过互感耦合将输出信号送谐振回路通过互感耦合将输出信号送 回输入回路，所形成的是互感耦合振荡器。回输入回路，所形成的是互感耦合振荡器。 由互感耦合同名端定义可判知，反馈由互感耦合同名端定义可判知