四象限级联型多电平变换器的PWM整流器控制

1、第 28卷 第 2期 电 工 电 能 新 技 术Vol. 28, No. 2收稿日期 :2008210227作者简介 :王 剑 (19792 , 男 , 湖南籍 , 博 士生 , 研究方向为 PW M 整流器在大容量电力电子变换器中的应用 ;(2 , , 河北籍 教 授 P 博导 , , 四象限级联型多电平变换器的 PWM 整流器控制王 剑 , 李永东(清华大学电力系统国家重点实验室 , 北京 100084摘要 :分析了四象限级联型多电平变换器的功率单元中 , H 桥逆变器输出功率的脉动对 PWM 整流 器控制尤其是对其直流母线电压的影响 。 提出外环控制器为直流母线电压反馈与负载功率前馈 相

2、结合 、 内环电流控制为比例积分加谐振 (PI R 调节器的 PW M 整流器控制策略 。 实验表明该控制 策略即使在直流母线电容容量很小时 , 仍然能得到较为稳定的直流母线电压 , 验证了控制策略的 有效性 。关键词 :级联型多电平变换器 ; PW M 整流器 ; 负载功率前馈 ; PIR 调节器中图分类号 :TM46 文 献标识码 :A文章编号 :100323076(2009 02200412051 引言大 容量多电平 变频器在工业 领域逐渐广泛应 用 1,2, 其中最引人瞩目的是 H 桥级联型变换器 3。这种结构输入电流多重化 , 波形较好 ; 输出使用载波 移相 PW M, 易于实现

3、; 无直流电容均压问题 , 是大容 量变频调速比较理想的一种结构。将级联型变换器每个功率单元的二极管整流器 替换为 PW M 整流器426, 实现每个功率单元的能量双向流动 , 也就实现了整个级联型变换器的四象限 运行 7, 即快速制动和能量回馈。每个功率单元的 PWM 整流器可以独立控制 , 对整个系统的控制复杂 性影响并不大。由于对直流母线电压进行了控制 , 变换器使用 PWM 整流器后 , 母线电容容量通常比使用二极管不 控整流的变换器的电容小很多。每个功率单元都减 少母线电容容量 , 使得整个多电平变换器能节省大 量电容器 , 这对于降低变换器成本、 提高可靠性有很 重要的意义。但是功

4、率单元的 H 桥逆变器负载有 其自身的特殊性 , 减小电 容的容量对 PW M 整流器 的控制提出了更高的要求。文献 7根据功率单元输入输出功率的平衡关 系 , 为 PW M 整流器增加了负载功 率前馈作为电流 环的设定值 , 以期减小母线电容容量 , 但是由于使用 PI 调节器的电流环带宽有限 , 电流并不能很好地跟踪设定值 , 致使母线电压波动仍然较大。本文根据 功率单元的功率平衡关系 , 得到 PW M 整流器 的理 想电流 , 在电压环上增加功率前馈 , 使电流指令值接 近理想电流值 ; 针对理想电流谐波成分的特点 , 采用比例积分加谐振 (PIR 电流调节器 8, 9, 改善了电流

5、环对电流指令的响应 , 在母线电容容量很小的情况 下 , 仍然得到了较稳定的母线电压。2 四象限运行的级联型变换器功率单元四象限级联型变换器的结构如图 1所示 , 逆变 器的每一相输出都是由多个功率单元的输出串联而 成 , 串联的功率单元数由负载电压等级决定。每个 功率单元的结构完全相同 , 其主电路如图 2所示 , 它 与传统的功率单元的区别在于使用了 PW M 整流器 而不是二极管整流器 , 因此它可以实现对母线电压的控制 10, 还可以使能量双向流动。级联型变换器具有模块化的结构 , 控制变换器 实际上就是控制各功率单元。其中 H 桥逆变器可 以按照常规的级联型变换器的控制方式 , 由主

6、控制 器实行集中控制10, 本文不对其进行讨论。每个单元 的输 入侧 PW M 整 流器 相对 比较 独 立 , 可以分别独立控制 , 控制目标是给 H 桥逆变器提供稳定的直流电压。具体控制方式采用电网电压 定向控制5, 11, 根据负载工作状况调节 交流侧输入的功率 , 通过控制稳定直流母线电压。 图 1 四象限运行的级联型多 电平变换器 Fig. 1 Fo ur 2quadrant cascaded multilevel converter图 2 功率单元主电 路 Fi g. 2 Main circuit o f po wer cell电网同步旋转坐标系下 , 如果忽略交流电抗器 的电阻

7、, 并假定开关器件为理想开关 , 整流器交流侧 电压方程为L d i d -X Li q =E -u dLd i qd t+X Li d =-u q (1其中 E 是整流器输入侧电压矢量的幅值。进一步 假定电抗器储能变化可以忽略 , 可以得出整流器的 功率平衡关系如下p s =32Ei d=u dc i s (2由式 (2 可知 , 输入整流器直流侧的功率只与 d 轴电流有关 , 而与 q 轴电流无关。根据整流器的数学模型可以设计出适当的控制 器。图 3所示的电网电压定向控制是一种常见的双 闭环控制策略 , 外环是直流母线电压环 , 内环是交流 电流环 , 内外环控制器都是 PI 调节器。对于

8、常规的 , 果。但是如果负载是 H 桥逆变器 , 尤其在输出频率 较高时 , 直流母线电压会有很大幅度的脉动 , 下面对 此进行详细分析。图 3 PW M 整流器电网电压定向控制策略 Fi g. 3 V oltage oriented control strategy for PW M rectifier3 H 桥负载对 PWM 整流器控制的影响电力电子变换器在正常工作范围内的效率非常 高 , 在分析系统控制策略时 , 通常假定其损耗可以忽 略 7。在这种情况下 , H 桥逆变器交流侧和直流侧 的功率平衡关系式为P L =u o i o =u dc i L(3在分析电力电子变换器的控制策略时

9、, 关注的 主要是受控对象的基波特性 , 一般假设电压电流高 次谐波可以忽略 12, 13。此时逆变器输出的电压和电流可以用平均模型分别表示为7u o =U o m cos(X o t (4 i o =I om cos(X o t -U (5其中 U o m 和 I o m 分别为输出电压和电流的幅值 , X o 为 输出的角频率 , U 为负载的功率因数角。要保持功率单元的母线电压恒定 , 必须使 p S =p L , 即整流器的输入功率与逆变器的输出功率相等 , 由式 (2 和 (3 得到i d =2u o i o 3E(6将式 (4 和 (5 代入式 (6 , 得到i d =U om I

10、 o m3Ecos U +cos(2X o t -U (7式 (6 和 (7 反映了理想情况下的 d 轴电流瞬 时值。由式 (7 可以看出 , 由于逆变器是由 H 桥构 成的 , 它的输出功率除了直流分量外 , 还含有 2倍于 输出电压频率 X o 的交流分量 , 因此整流器 d 轴电 2, 42 电 工 电 能 新 技 术 第 28卷住直流母线电压。这对于 PWM 整流器的控制器外 环和内环都将产生影响。首先 , 外环控制器的输出 , 即 d 轴电流指令值 将总是落后于理想值。这是因为 d 轴电流指令值 必须在负载功率变化并导致直流母线电压变化后 , 才由直流母线电压调节器调节而改变 , 它

11、必然滞后 于负载功率变化。其次 , 即使外环控制器能产生理想的 d 轴电流 指令值 , 由于指令值 i *d 中含有 2X o 频率分量 , 内环 PI 调节器对该交流分量也不能实现无静差的跟踪。 而且在大容量设备中 , 由于开关频率较低 , 电流环的带宽很有限 , 在频率 X o 较高时 , i d 与 i *d 之间会有 很大的幅值和相位误差 , 跟随性能很差。总之 , 由于 H 桥逆变器的特殊性 , 如果 PW M 整 流器仍然按照传统方式进行控制 , 那么内外环都与 理想情况有较大误差 , 当逆变器输出频率较高时 , 功 率单元的母线电压会有较大幅值的波动。4 改进的 PWM 整流器控

12、制策略改进的 PWM 整流器控制策略如图 4 所示。图 4 改进的 PW M 整流器控制策略 Fi g. 4 Proposed control strategy fo r PW M rectifier为了使外环产生接近理想的有功电流指令值 , 在外环上增加了由负载功率决定的有功电流前馈 , 依据整流器输入功率与逆变器输 出功率平衡的关 系 , 可以得到整流器交流侧 d 轴电流的指令值。将 H 桥输出电压的指令值 u *o 与负载电流的采样值 i o 相乘 , 得到 H 桥输出至负载的瞬时功率 p L , 然后根 据式 (6 计算出 i *d。除了引入功率前馈 , 外环仍然 保留了直流母线电压反

13、馈 , 用以对直流母线电压值 进行控制 , 补偿单元中主电路的损耗。电流环有两个调节器 , 分别对 d 轴电流和 q 轴 流量 , 因此可以用传统的 PI 调节器进行调节。 d 轴 电流指令值含有交流成分 , 用 PI 调节器对 d 轴电流 进行控制会有较大的幅值和相位误差。为了无静差 地跟踪含有直流和 2X o 两种频率成分的电流指令 , 在 d 轴电流环上用谐振 (Resonant 调节器与 PI 调节 器并联 , 构成了 PIR 调节器。下面以 H 桥逆变 器工作于 45Hz 时为例 , 说明 PIR 调节器的作用。电流环的开环频率特性如图 5所示。在谐振频率 2X o 处 , 开环幅频

14、特性趋于无穷 大 , 因此闭环系统对于频率为 2X o 的电流指令可以 实现无静差跟踪。另外 , R 调节器只对谐振频率附 近极小频段内的频率响应特性有较大影响 , 其余频 率范围的频率响应主要由 PI 调节器决定 , 可以对电 流指令的直流分量实现无静差跟踪。图 5 电流环开环频率特性Fig. 5 Open 2loop frequency character i stic o f current lo op5 实验结果在一个功率单元原型系统上对上述控制策略进 行了实验验证。功率单元的整流桥和逆变桥都使用 三菱公司的 PM50RVA120型 IPM 。控制器为 TI 公司的 T M S320F

15、2812型 DSP, 工作频率为 150M Hz 。实验 系统的其它参数如表 1所示。表 1 实验系统主要参数 Tab. 1 Parameters of experi ment sy stem PW M 整流器H 桥逆变器 电网线电压 380V 调 制波频率 45Hz 交流电抗值 511m H 开 关频率2kHz开关频率2k Hz直流母线负载电容值 110L F 电感 20mH 电压设定值620V电阻458图 6所示为功率单元在传统控制方式下的实验 结果 , 直流母线电压有约 130V 的波动 , 直流母线电43第 2期 王 剑 , 等 :四象限级联型多电平变换器的 PWM 整流器控制压波动造

16、成逆变器输出电压的畸变 , 最终影响了负 载电流 , 图中可以看到负载电流产生了明显的畸变。 内环和外环都用 PI 调节器进行调节 , 因为内环带宽 远大于外环带宽 , d 轴电流实际值较好地跟随了指 令值。图 6 传统控制方式实验波形Fig. 6 Experimental wavefo rms of traditio nal control strategy图 7为改进控制方式的实验结果。外环负载功 率前馈获得了合适的电流指令值 , 使用 PIR 调节器 的内环 d 轴电流实 际值较好地跟随了指令值。内 环性能的提高使外环也实现了更好的控制效果 , 直 流母线电压波动峰 2峰值降低至约 40

17、V 。图 7 改进控制方式实验波形Fig. 7 Experimental wavefo rms of p roposed control strategy6 结论输入环节为三相 PW M 整流器 , 输出环节为 H 桥逆 变器。本文分析了功率单元中的功率平衡关系 , 指 出 H 桥的脉动功率对 PWM 整流器内环和外环控制 的影响 , 并提出改进的控制策略 , 即外环控制使用负 载功率前馈与直流母线电压反馈结合 , 内环使用比 例积分加谐振电流调节器。实验结果表明了上述控 制策略的有效性 , 即使直流母线电容很小 , 也能得到 较为平稳的母线电压。 参考文献 (References :1Lai

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26、 cascaded multilevel converterW A NG Jian, LI Yong 2dong(TsinghuaUniversity, Beijing 100084, ChinaAbstract :In po wer cells of the four 2quadrant cascaded multilevel converters, the output power of H 2bridge inverters is pulsating, w hich influences the control of the PWM rectifier, especially on th

27、e DC 2link voltage. A novel control strategy for the PW M rectifier is proposed in this paper. The outer loop controller is made up of the DC 2link feedback c ontrollerand the load power feedforw ard controller. The inner loop current controller is a proportional 2integral 2resonant (PIR regulator.

28、Experimental results sho w that the D C 2link voltage is well 2controlled even with a very small DC 2link capacitor, w hich confirms the effectiveness of proposed control strategy.Key words :cascaded multilevel converter; PW M rectifier; load po wer feedforward; PIR regulator(上接第 36页 , cont. from p.

29、 366丁立 健 (D ing Lijian . 真空中绝缘子沿面预闪络和闪络现 象的研究 (Study on surface pre 2flashov er and flashov er o f i nsulators in vacuum D.北 京 :华 北 电 力 大 学(Beijing:NCEPU , 2001.7Miller H C. Surface flashov er o f insulators J.IEEE Trans.on Electr Insul. , 1989, 24(5 :7652786.8Miller H C. Flashover of insulators in

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