【测控技术与仪器专业毕业设计 文献综述 开题报告】一种移相全桥软开关dcdc开关电源设计

1、【测控技术与仪器专业毕业设计+文献综述+开题报告】一种移相全桥软开关DC-DC开关电源设计 20_ _届本科毕业设计一种移相全桥软开关DC-DC开关电源设计摘 要软开关技术是指利用谐振的方法， 使开关器件中的电流或电压按正弦变化，从而使功率变换器得以高频化的一种技术。它相对于硬开关技术，具有零电压开关的特点，损耗低，电磁干扰小。移相控制零电压开关PWM变换器就是软开关PWM技术中的一种拓扑，它适用于中、大功率DC-DC变换场合。本文比拟系统地剖析了移相控制零电压开关PWM变换器的根本原理，分析了实现零电压开关的条件和实现策略，对照实物，详细分析了一种全桥拓扑方案的电路系统，用IRFP460LC

2、型号MOSFET作为主功率电桥开关管，UC3895作移相PWM产生芯片，开关频率到达100KHz，防止了噪声干扰，该电源输入为单相380V/50Hz交流，输出为 200V 直流，变换效率可到达85%以上。关键词：DC-DC ,移相PWM， UC3895 A design of shift in the whole bridge with soft switch DC - DC switch powerAbstractSoft-switching technology is the technology ,by using the principle of resonance, which ma

3、kes the switching device in accordance with sinusoidal current or voltage changes, so that the frequency of the power can converter to high frequency. Compared with the traditional PWM hard-switching technology,it owns zero voltage switching characteristics, low loss, electromagnetic interference sm

4、all. Phase-shifted zero-voltage-switching PWM converter PS-ZVS-PWM converter is one of the topologies using soft-switching PWM technique, and is suited for middle to high power DC-DC.This dissertation analyzes the operation principle of PS-ZVS-PWM converter systemically. The realization conditions a

5、nd ways of ZVS . It makes a detailed analysis on the bridge of some major topological scheme design by according a prodect. UC3895 is used as controlling IC,IRFP460 is used as power MOSFET and the switching frequency is 100KHZ that avoid the boring yawp. The power input SP single phade 380V/50HZ AC

6、and get 220V DC output . The efficiency of the power can even achieve 85%.Keywords:DC-DC, Phase-shifted PWM,UC3895 目录一种移相全桥软开关DC-DC开关电源设计III摘 要IIIAbstractIV1 绪论11.1引言11.2软开关技术国内外开展现状11.3概述21.3.1开关电源开关损耗的成因21.3.2软开关技术31.4课题主要研究内容42移相控制软开关PWM DC/DC全桥变换器的根本理论52.1 PWM技术52.2 移相PWM52.3 DC-DC全桥变换器62.4移相控制Z

7、VS PWM DC-DC全桥变换器的工作原理63方案设计和总体设计113.1方案设计方案113.2方案评价113.3总体设计124各模块设计与实现134.1软开关电路134.1.1 控制芯片UC3895及其驱动电路134.1.2高频变压器的设计154.1.3输入整流滤波电路164.1.4输出整流滤波电路164.1.5器件的选择184.2保护电路与辅助电源184.2.1测试点选择184.2.2反应电路194.2.3过压保护204.2.4过流保护204.2.5辅助电源的设计215实验结果235.1实验数据采集235.2硬件实物照片23结论25参考文献26致谢281 绪论近年来，随着计算机的普及和航

8、空航天技术、数据交换系统、邮电通信等事业的迅速开展，人们对电源装置的需求量越来越大，并且对电源装置的性能、效率、体积、可靠性也有了更高的要求。开关电源以其体积小、效率高、可靠性好的优点慢慢取代了传统的线性电源。但是要实现电源装置的高性能、高效率、高可靠性并减小体积和重量，就必须实现开关电源的高频化。而开关频率越高，产生的损耗也越大。软开关电源的开关器件在开通或关断的过程中，或者加于其上的电压为零，或者加于其上的电流为零，或者电压电流都为零。软开关技术是指利用谐振的原理, 使开关器件中的电流或电压按正弦规律变化，从而使功率变换器得以高频化的一种技术。它相对于硬开关技术，具有零电压开关的特点，损耗

9、低，电磁干扰小。它可以解决硬开关变换器中的感性关断、硬开关损耗、容性开通及二极管反向恢复性能等问题，而且还能防止由硬件开关引起的EMI等问题1。这种开关方式显著地减小了开关损耗在开关过程中的震荡，可以大幅度地提高开关频率，为开关电源小型化、高效率创造了条件。3MHz 工作的磁芯材料之外，高频开关电源变压器的设计对其性能有极其重要的影响。这对我国的高频开关电源和整机系统的开展都是至关重要的。国内高校和科研单位对该领域进行了深入的研究，西安交通大学王兆安教授对高频零电压DC-DC全桥变换器进行研究并做出了实验样机；江苏大硕士学位论文ZVZCS PWM DC-DC全桥功率变换器样机，对此些问题都进行

10、了比拟深入的探讨。严仰光教授课题组于1996年做出了实物4。遗憾的是，国内大多是对国外的先进拓扑进行改良，少有基于新的思路的全新拓扑5。目前从国内外对全桥高频软开关DC-DC变换器的研究来看，高频软开关DC-DC变换器大致可分为三类：一是全桥零电压开关PWM DC-DC变换器即FB-ZVS-PWM； 二是全桥零电流开关PWM变换器即FB-ZCS-PWM；三是全桥零电压零电流开关PWM变换器即FB-ZVZCS-PWM。第一类拓扑存在滞后桥臂零电压困难和原边环流大以及变压器占空比丧失等问题；第二类拓扑是全桥四只开关管都采用零电流开关但是目前该类拓扑仍处于实验室样机试验阶段，未见成熟地应用于实践中；

11、第三类拓扑仍存在少许占空比丧失、超前臂零电流开关实现难和输出整流管电压过冲以及振荡问题。总结国内外的研究成果，未来软开关全桥PWMDC-DC变换器开展趋势主要有：1 四只能实现零电流开关管是高压大功率全桥PWM变换器的趋势；2 针对传统控制系统的不可靠性，采用数字控制的方法，利用DSP信号处理器的运算速度快、计算精度高、性价比高、编程灵活等特点，可以满足对高质量变换器的可靠性和实时控制的要求 ；3 无谐振网络的软开关功率变换器；4 应用一些诸如滑模变结构等优良的控制算法4。1.3概述广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种直流电压转变为另一种直流电压的主电路都叫做开关变换器电路 Conve

12、rter ，转变时用自动控制闭环稳定输出，并有保护环节那么称开关电源 Switching-power-supply 6 。半导体开关器件的开关过程不是瞬时完成的，需要一定时间。在这个时间内，在开关器件两端出现既有电压又有电流的状态，电压和电流有一个交叠区，从而产生损耗，称之为开关损耗。一般的开关电源组成：交流输入电压经过输入滤波器防电磁干扰，通过整流、滤波后变为直流电压，此直流电压通过开关器件 即DC-DC变换，变为高频脉冲AC电压，高频脉冲电压经过高频变压器进行隔离、变压，然后经过二次整流与输出滤波的平滑后变为直流电压输出。通过比拟电路，把直流输出电压与基准电压进行比拟，其电压差通过运算放大

13、器、占空比调制电路控制开关元件的开通/关断时间，从而调节输出直流电压。所谓软开关，通常是指零电压开关ZVS和零电流开关ZCS。理想的软启动过程是电压先下降到零，然后电流慢慢上升至通值，因此开通损耗接近零。因为器件开通前电压已经下降到零，器件结电容上的电压也为零，所以很好地处理了容性开通问题。理想的软关断过程是电流先下降，直到为零，电压再缓慢上升到断值，所以关断损耗也为零。由于关断前功率管电流已经下降到零，即线路电感中的电流也为零，所以解决了感性关断问题7。软开关包括软启动和软关断：软启动指零电流启动和零电压启动;软关断指零电流关断和零电压关断，可通过驱动脉冲的时序进行判断。零电压关断： 在t1

14、时刻，给出关断命令，开关器件的电流从通值下降到断值后，端电压从通值上升到断值，功率管截止。在t2前，开关器件的端电压约等于零。零电流关断： 在t2时刻或t2后，给出关断命令，开关器件端电压从通值上升到断值，功率管截止。零电流启动： 在t1时刻，给出开启命令，开关器件端电压从断态值下降到通态值以后，电流从断值上升到通值，功率管导通。在t2前开关器件电流约等于零。零电压启动： 在t2时刻或t2后，给出开启命令，开关器件电流从断值上升到通值，功率管导通。在t2以前，开关器件端电压必须下降到零，并在电流上升到通值以前维持在零。图1.1 软开关Mosfet的理想波形和硬开关波形本文研究的内容及要解决的问

15、题分为五章来阐述：第一章绪论。介绍开关电源开关损耗的成因，软开关技术，以及软开关技术国内外开展现状。第二章移相控制软开关PWM DC/DC全桥变换器的根本理论。介绍了根本的全桥PWM变换器的工作原理及移相控制ZVS PWM全桥变换器的根本特点。第三章PWM方案设计与总体设计。给出了方案设计及其评价，以及总体设计结构框图。第四章各模块设计与实现。详细介绍了主电路模块，控制电路模块以及辅助电源模块的组成和参数选用。 第五章实验结果。给出实验结果并对本文的工作进行了小结，并提出了一些难点及今后进一步要做的工作。2移相控制软开关PWM DC/DC全桥变换器的根本理论2.1 PWM技术所谓PWM Pul

16、se-width-modulation 技术，就是在周期不变的条件下，利用改变脉冲波形的宽度或用占空比表示，甚至可以将脉冲波形斩切为假设干段，以到达抑制谐波目的一种方法。采用PWM构成的变换器，输入为固定不变的直流电压，通过PWM在同一个变换器中实现调压和恒频。这种变换器只有一个可控的功率级，简化了主电路和控制电路的结构，因而具有体积小、重量轻、可靠性高的特点。又因为它即能调压又能恒频，所以调节速度快、动态响应好。此外，采用PWM技术不仅能提供较好的变换器输出电压和电流的波形，而且提高了变换器对交流电网的功率因数。PWM开关技术以其电路简单，控制方便而获得广泛的应用。 2.2 移相PWM 移相

17、式PWM控制器能在传统PWM根底上加以改良，通过移相使全桥的四个开关管轮流导通共2种，每次2个开关管。在同一桥臂的两个开关管轮流导通过程中，可以通过开关管的输出寄生电容和变压器漏感特性组成谐振源使电容上的电压快速速度放电，确保开关管处于零电压开关状态ZVS，从而防止开关工作过程中电压和电流的重叠8。在移相全桥开关电路中，驱动信息不仅需要要驱动全桥对角臂，还要使两个对角桥臂的导通有一定的时间延时，有效占空比一般由延迟时间控制。因为两个桥臂的开关元件不是同时被驱动，需要精确地设置“移相导通波形之间的延迟时间，延迟时间受调与谐振腔控制电路的电压回路，最后充当两个驱动信号的移相信号，此时变压器上串联的

18、两个开关管的上半桥或下半桥一般处于导通状态，变压器在开关管一般是MOS管导通时的电压为零，即变压器的初级端处于短接状态，并钳位初级的电流火电压也保持原值。当半桥中的一个开关管经适当的延迟关断后，变压器的初级电流再次流回该开关管的输出寄生电容，从而与开关器件的漏极电压谐振，因为反向电压的作用，使对角臂开关上的电压为零，从而保证了零电压开关工作状态。2.3 DC-DC全桥变换器DC-DC全桥变换器由全桥转换器和带滤波的全桥整流电路组成，图2.2是DC-DC全桥变换器根本电路结构图及其PWM主要波形。其中桥臂1由Q1、D1、与Q3、D3组成，桥臂二由Q2、D2与Q4 、D4组成， Vm是输入DC电压

19、。变压器Tr的原副边匝比为 1： 1，Lf是输出滤波电感，Cf是输出滤波电容，Dr1和Dr2是输出整流二极管， RLd是负载。对于模型来说，所有元器件均为理想情况，通过控制4个开关器件：在A、B两点得到Vm的AC方波电压，经过变压器的隔离、变压及整流电路的全波整流，C、D两点将得到幅值为Vm/K的DC方波电压，Lf和Cf组成的输出滤波器将滤掉DC方波电压中的高频分量，最终得到平直的直流电压，其电压值为，其中D是占空比，其中Ton是导通的时间，Ts是开关的周期。一般都通过调节占空比来调节输出电压V0 9。图2.2 PWM DC-DC全桥变换器结构及主要波形2.4移相控制ZVS PWM DC-DC

20、全桥变换器的工作原理 移相控制零电压开关PWM变换器 Phase-shifted-zero-voltage-switching PWM converter, PS-ZVS-PWM Converter 是利用原边串联电感和功率开关管的寄生电容或变压器的漏感或外接电容，以实现零电压开关的，其电路结构图及主要波形如图2.3所示。其中，D1 D4分别是Q1Q4的内部的寄生二极管，C1C4是各自的Q1Q4寄生电容和外部电容之和。Lr为谐振电感，它包括变压器的漏感， 各桥臂1800互补导通的2个开关管，两个桥臂的导通角相差一个相位，一般称为移相角，通过调节移相角度来调节输出电压。Q1和Q3分别超前Q4和Q

21、2一个相位，我们称Q1和Q3所组成的桥臂为超前桥臂，Q2和Q4所组成的桥臂为滞后桥臂。在一个开关周期中，移相控制ZVS PWM DC-DC全桥变换器有12种开关状态9。在分析之前，我们作如下假设：所有开关管以及二极管均为无损耗的理想器件；所有电容、电感以及变压器均为无损耗理想元件；C1 C3 Clead，C2 C4 ClagLf Lr/K2 K为变压器的原副边匝比。图2.3 全桥变换电路及主要波形 Vrect为次级整流电压 图2.4给出了该变换器不同开关状态时输出的等效电路。各开关状态的工作情况描述如下：开关模式0t0：原边电流ip正半周功率输出过程电路如图2.4a所示，在t0时刻Q1、Q4同

22、时导通，且Q2、Q3截止。此时刻，原边电流ip流经Q1、谐振电感Lr、变压器初级绕组及Q4。整流二极管Dr1导通，Dr2截止。输入电压Vin加在变压器初级绕组两端，变压器次级两绕组中的上段绕组感应电压加在负载两端，此时Dr2要承受两倍反向次级绕组的感应电压。开关模式1t0-t1 ：超前臂谐振过程在死区时间t1内电路如图2.4b所示，当初级电流ip在功率输出过程中逐渐将升高到最大值Ip时， Q1栅极的驱动脉冲变为低电平，Q1由导通变为截止切断了电源供电通路，而原边电感线圈中的电流不会突变，仍维持ip从左向右正向流动，故超前臂并联电容C1充电、C3放电。在这个时段，谐振电感Lr和滤波电感Lf 是串

23、联谐振，而Lf很大，可以认为ip近似不变，类似于一个恒流源。C1的电压从零开始线性上升，而C3的电压从Vin开始线性下降，因此Q1是零电压关断。为了保证电容C3两端的电压UC3在死区时间t1内降到零，使t2时刻Q3顺利实现零电压导通，完成由Q1向Q3换流，超前臂死区时间t1的选择应满足条件t12 CleadVin/Ip在这一过程中，Dr1继续导通，但导通电流开始减小。开关模式2 t1-t3 ：ip正半周钳位续流过程如前所述，在t2之前因为超前桥臂谐振已使D3导通钳位，即UA 0，UAB 0；此时加到开关管Q3栅级的驱动电压变为高电平以使实现零电压导通，但并没有电流流过，初级电流由D3流过10

24、11。如图2.4c所示。在这段时间内，初级电流等于初级滤波后的电感电流，即ipt iLft/k 开关模式3 t2、t3 ：Q4关断后滞后臂谐振过程在t2时刻，加到滞后臂下管Q4栅极的驱动脉冲电平变为低电平，于是开关管Q4由导通变为截止，使正向续流的原边电流ip在全桥右臂突然失去主要通路，从而使初级电流ip转移到C2和C4中，一方面抽走电容C2 中的电荷，另一方面又给C4充电，因此Q4电压从零慢慢上升，Q4是零电压关断13。此时UAB -Uc4， UAB的极性从零到负变化，变压器次级绕组上的电势上负、下正，整流二极管Dr2受正向偏置而开始导通，次级下段绕组中开始有电流流进，整流管Dr1和Dr2同

25、时导通时，变压器次级绕组将短接，初级绕组电压为零、变压器次级绕组电压为零10 12。UAB直接加在谐振电感Lr两端，谐振网络Lr、C2、C4在工作，简化电路如图2.4d所示。开关模式4 t3、t4 ：谐振结束时D2导通续流，原边电感储能返回电网，ip下冲回零点，在t3时刻，D2自然导通，将Q2两端电压钳位在零位，Q2是零电压开通，但不流过电流，ip由D2流通，谐振电感的储能将回馈给输入电源8。在t4时刻，初级电流从Ipt3下降到零，二极管D2和D3自然关断，Q2和Q3将流过电流，简化电路如图2.4e所示。开关模式5 t4、t5 在t4时刻，初级电流由正方向过零，并向负向开展，流经Q2和Q3开关

26、管。因为初级电流缺乏以提供负载电流，负载电流仍由整流二极管Dr1和Dr2提供回路，初级绕组上电压仍为零，在谐振电感两端电压是电源电压Vin，初级电流反向线性增加11。如图2.4f所示。 开关模式6 t5、t6 ：在 t5-t6 这段时间里，电源给负载供电。初级电流ip在过零点后继续下冲完成后半段反向急变过程，以使Q2、Q3导通形成功率输出供电回路。次级两整流二极管处于急剧换流过程，iDr1急剧减小，iDr2急剧增大。在t6时刻，Q3关断，变换器开始第二个半个周期的工作，其工作情况类似于上述半个周期10。简化电路如图2.4g所示。图2.4at0时刻图2.4b【t0，t1】 图2.4c【t1，t2

27、】图2.4d【t2，t3】 图2.4e【t3，t4】图2.4f【t4，t5】 图2.4g【t5，t6】3方案设计和总体设计本课题提出一种基于UC3895的移相全桥软开关电源控制核心板，采用硬件设计和理论相结合的方法。主要对以一种新型零电压转换ZVS全桥DC-DC变换器为主电路拓扑，由UC3895芯片组成的DC-DC变换器作分析研究。学习软开关移相技术工作原理及UC3895芯片应用，设计基于UC3895的移相信号产生控制核心板原理图与PCB图，调试板子，输出四路移相信号，最终在主回路平台上能演示，实现380V交流输入，200V直流输出，效率85%以上。双零变换技术中，ZVT变换技术应用比拟普遍，

28、主要用于高频有源PFC和DC/DC变换电路。ZVT变换的根本工作原理是辅助开关管与谐振电路共同工作，使主开关管实现零电压开关。ZVT变换技术的主要优点有：1定频PWM变换，与以调频形式工作的ZVS变换相比，变压器和滤波电容器的设计比拟容易，利用率也比拟高；2在主开关管开通和关断的过程中，采用局部谐振技术，实现软开关变换，大大降低了开关损耗，提高了工作效率；3主开关管导通时流过的电流和关断时承受的电压与硬开关PWM变换相近，比双零开关变换本钱低，可靠性高；4软开关变换，电磁干扰EMI小。UC3895功能：由于全桥电路中，MOS的延时特性，及电路中电感效应，输入几路PWM实际应用中，将产生偏差。U

29、C3895相移谐振PWM控制器适用于全桥变换器控制。它可以通过移动一个半桥对另一个半桥驱动脉冲的相位，实现恒定频率、高效率零电压转换脉冲宽度调制。该器件既叫用作电压型控制，也叫用作电流型控制。 UC3895采用零电压开关脉宽调制技术，在高频工作状态下具有很高的效率。该器件中还具有独立的过流保护电路，能够实现快速故障保护。同时UC3895增强了控制逻辑能力、增加了自适应延时设定和关断能力。由于该器件内装BCDMOS，所以工作电流远远小于相应的双极型控制器，工作频率为500 KHz，工作电流只有5 mA,，在欠压封锁期间，工作电流只有150滋A。软启动/软关断时间可以调整，最高工作频率可达1MHz

30、。开关电源电路主要包括输入整流滤波电路，检测保护电路，三相全桥桥式逆变电路，高频变压器，辅助电源，输出整流滤波电路等14。总体结构框图如图3.1所示。主电路主要功能是将380 V的交流电压通过整流滤波后可获得300 V的直流电压，然后再把300 V直流电压作为DC-DC电路的输入端，经过DC-DC变换器后，整流滤波后得到输出为200 V的直流电压。移相PWM电路通过辅助电源以及电压、电流、温度检测电路来控制开关电路。其中，辅助电源由380V的输入电压经转换电路转为15V,作为UC3895等芯片的输入电压。电压、电流、温度检测电路作为保护电路确保整个系统的正常运行。4各模块设计与实现4.1.1

31、控制芯片UC3895及其驱动电路UC3895管脚图如图4.1所示，主要引脚的设置如下：2脚EAOUT：误差放大器的输出端。当EAOUT脚电压低于500mV时，空载比拟器关断各输出级电路，当EAOUT脚电压高于600mV时，空载比拟器重新导通各输出级电路。4脚REF：5 V士2%基准电压。该电源不仅可为内部电路供电，还可为外部负载提供5mA电流。在欠压封锁状态下，基准电源关断，在其他状态下，基准电源正常供电。为使基准电源更加稳定，在REF脚到地之间加人0.1 uF的旁路电容。6脚SYNC：振荡器的同步端。同步信号也能使外接在CT脚的电容和RAMP脚的电容放电，该脚内部同步电路输人电压的范围为1.

32、 9-2. 1V。7脚CT、8脚RT：振荡器定时电容、电阻。内部的振荡器以可调电流对CT充电，两端的电压波形是峰值为2. 5 V的锯齿波，RT的阻值一般在40-120k之间。9、10脚DELAB,DELCD各互补输出端之间的延时调整以及11脚ADS自适应延时设定、12脚CS电流取样构成自适应延时电路。13、14、17、18脚OUTD- OUTA：芯片内四个互补MOS驱动器的输出端。每个输出端的最大输出电流为100mA，用于驱动MOSFET。输出端A和输出端B完全互补，工作占空比可达50%，输出端A和B驱动外接功率变换器的一个半桥电路，输出端C和D驱动外接功率变换器的另一个半桥电路，输出特性完全

33、一样，A端和C端输出的脉冲具有一定的相移，B端和D端输出的脉冲也具有一定的相移15。19脚SS/DISB：软启动/关断端。图4.1 UC3895管脚定义图图4.2 UC3895控制电路研究发现 ,在很多情况下，谐振电容电压波形在过零点有明显畸变 ，这种畸变主要是由开关管关断延时的环流开关管在非零点切换条件下的产生的。环流的存在导致了开关管损耗增大，严重影响了系统的传输效率和稳定度。本设计采用BiCMOS相移谐振PWM控制器UC3895，控制PWM波相位来抑制这种畸变的产生。如图4.2UC3895控制电路所示：对于PWM波的频率，数据手册上说明，一个周期的时间为Tosc 5*Rt*Ct/48+1

34、20ns根据原理图，RtR48 10K，CtC48 10pF；所以，Tosc 5*Rt*Ct/48+120ns 5*10pF *10000/48+120ns 1130.48ns，即PWM频率为88.5K，接近于100KHz。Vdel 0.75* Vcs CVads +0.5V。对于本图来说，Vcs，Vads默认接地， 所以Vdel大小为0.5V。固定脚移相的延时时间为：Tdelay 25*10-2 *Rdel/Vdel+25ns 通过电阻阻值的调节，可以设定输出PWM波的相位，通过各相位差，各开关管和电路的差异，所需延时的时间也不相同。在本系统中Rdel_AB选择2k ，在本系统中Rdel_C

35、D选择1k 。所以延时时间为Tdelay_AB 25*20-2 *Rdel/Vdel+25ns 1025ns；而Tdelay_CD 25*10-2 *Rdel/Vdel+25ns 525ns。所以对于此移相电路来说，AB、CD的PWM输出延时时间差为500ns。Q1，Q2，Q3，Q4为TIRFP460LC模式管，组成的DC-DC全桥电路。通过移相PWM输出，全桥电路可以工作在最正确状态。 高频变压器主要起到降压和隔离的作用，它由一个原边绕组、二个中心抽头的副边绕组以及一个控制绕组组成。开关电源中的带磁性元器件在电路中与半导体开关器件本设计中选用MOS管相连接，故其性能优劣不仅影响功率变换器的性

36、能指标，而且影响到电路工作的可靠性，甚至会损坏开关器件。考虑到高频器件的特点，在设计时需对一些问题诸如集肤效应、瞬态饱和漏感及等加以特殊考虑。由于本电源所采用的拓扑是移相全桥电路，所以此类变换器的铁芯线圈外加励磁电压或电流工作在一个纯交变量，正负半周的波形、幅值及导通脉宽都相同16。如图4.3所示。外部交流电压从原边输入，经复边绕组后输出。4.1.3输入整流滤波电路本电路将380V交流输入进行整流和滤波，得到300V左右的直流电供应后级DC-DC全桥变换器。开关电源的主要缺点在于干扰大、噪声大，在某些场合下输入的交流电会有很大的干扰。这些干扰和噪声主要是在功率管的快速切换时产生，通过电磁辐射，

37、容性、感性耦合，传导等方式向外传播。制作过程中必须采取措施来抑制这些干扰，将它们降低到规定标准所允许的极限之内。在输出端安装滤波器是抑制传导干扰最有效的方法。本电源在设计上采用在输入端增加低通输入滤波器的方法来抑制噪声。输出整流电路用来将变压器副边输出的高频交流方波电压进行整流，以得到平直的符合要求的直流电压，如图4.4所示。由于普通二极管不好接散热器所以，此处的二极管用BR3510实现，BR3510的作用主要起保护作用。图4.4 输出整流电路软开关输出端后半局部，输出的电压为240V交流，需要通过整流滤波将其变为200V直流。在电路的前端，主要由全桥整流电路与滤波电路构成。全桥整流电路将交流

38、电低于0V的波形上翻，经过470uf电容滤波，输出类似直流的波形。后端通过6级RC滤波电路，滤除各自杂波，使纹波降到最小。最后输出平滑的直流波。具体计算如下：在全桥整流前段，需要滤除频率较高的杂波。以R37、R38为例，2个68电阻并联，其等效电阻为34，所以滤除干扰频率为HZ。对于50HZ工频的交流信号来说，大于1841HZ的信号都可以列为干扰，应该滤掉。对于电阻的选型，精度要求不高，但是要求功率比拟大。在后端滤波电路中，主要滤除的是低频信号。拿R61，C37为例，所以滤除的是交流转直流的主干电压，经过6级滤波，最后形成一条平滑的直流信号。在输出口还连有保险丝，当电流过大，自动切断，以保护整

39、个电路。关于参数：1额定电压由于移相全桥变压器副边后级整流为带有中心抽头的全波整流电路，整流二极管能承受的最大反向电压为：VDr 2× Vin/n 2×297/13/3 137V本电源功率较大，考虑到工程上所用电源的可靠性，在满功率负载时，由于变压器存在漏感，以及线路的阻抗等问题，会出现电压尖峰，根据实践经验，在选择参数时取了四倍的电压余量，所以选用大约600V的整流二极管，那么其耐压值为：VDr 600V2额定电流在有中心抽头的全波整流电路中，每只二极管在一个开关周期内流过电流的有效值为：II0为满载时的输出电流，为20A0 ID 14.14A是一个有效值，考虑到最小占空

40、比需要满足所输出功率，以及整流二极管温度升高时，所能承受的电流余量会下降，从平安角度考虑，选择IXYS公司生产的整流二极管DSEI60-06，其额定电流为60A。因为采用的是全桥拓扑结构，直流电压最高为297V，故主功率开关管在截止时所承受得电压就是直流母线上的电压，即297V。电流在t0开通时，加在变压器原边及谐振电感的电流从零开始，逐渐上升，一般流过开关管的电流有效值为4.62A，单考虑到MOSFET的平安余量即其他特性，最好选择20A的MOSFET，随着结温的升高，流过MOSFET的电流在下降，所以，选用IR的HEXFE系列的TIRFP460LC型号的MOSFET17。本电源过流检测、温

41、度检测和电压反应通过互感线圈从变压器原边取样后，经全桥整流R、C滤波，取得一定电压，通过测量逆变电路的变频变压器的原边电流来实现过流检测，具体见下面的过流保护方案。电压反应及过压信号如下列图4.5所示：电压测试点直接从整流滤波后端取得，一般情况下直流电压在此处具有最大值。直流电压输出口开关端口，用以温度控制，即过温断开。平时电路根本上短接，当后端的温控器测得的温度超过额定最大值时，将自动断开。图4.5 电压反应和温度反应图4.6 电压反应电路测试点电压的输入信号，与可变变阻器组成的参考电压作比拟。LM393为漏极开路的过零比拟器，输出几路的参考电压组成类似于或门电路，上拉电阻的作用下，当某路输

42、出电压大于参考电压，将调节UC3895的PWM波，使软开关电路输出值变低，控制后端三极管电路，控制整个DC-DC全桥变换器，使输出趋于固定值。4.2.3 过压保护本电源过压保护方案采用LM393组成如图4.7所示电路。在输出端采样电压后经比拟器与给定标准电压Vref进行比拟，比拟器输出端控制晶体三极管，一旦采样点电压超过Vref，即出现过压状态，NPN导通从而使整个电源平安关断。C18与C47选用0.1u去耦电容，主要作用为滤波，排除外界干扰对检测电路的影响。D6二极管为保护二极管，当输出电压较高时，通过D6二极管供电流的回流，使电路稳定。正常情况下，由于二极管的反向截止特性，不会对电路造成影

43、响。因为LM393的输出为漏极开路输出，所以需要在输出端上拉电阻。大小一般在4.7K10K之间。图4.7过压保护电路图 4.2.4 过流保护过流保护方案如图4.8，互感线圈从变压器原边取样后经全波整流R、C滤波后取得一定电压与参考电压Vref进行比拟，比拟器LM393的输出对UC3895的CS脚直接进行控制，一旦过流，比拟器输出高电平，UC3895锁定跳停，电源停止工作。测试点电流经过R25转换成电压，在LM393的正向输入端与给定的参考电压进行比拟。LM393是专业过零比拟的运放，当输入信号大于Vref，比拟器输出为高电平，反之，在正常情况下输出为低电平。后端电路通过判断LM393的输出电压

44、来判断整个电路是否正常工作。电流大小I Vref/R25 Vref /1K,当输入电流大于Vref/1000时，产生报警信号。去耦电容阻值应尽量小，当电流急剧变化时，电容充放电会对电路产生影响，所以本设计中选用1nF的去耦电容。图4.8 过流保护对于整个电路来说，多处用到15V稳定直流电压尤其是运放局部，需要将外部电压转换成15V直流，供多种芯片使用。外部输入的380V交流电通过变压线圈整18V后经过全桥整流电路整流后，经C10电容滤波，输入至稳压芯片7815，再输出波形较好的15V直流。整流后端的电容值一般选择比拟大的电容，故本设计中选择470uF电容。D20，D19二极管起到防止7815前

45、段电路反向击穿，具有保护作用。7815后端接有光耦保护，各个电压、地等输出口与LED等相连接，检测输入直流电压是否正常工作。绿灯亮，说明GND与VCC连接正常，红灯亮，说明光耦CZ-1口与-OUT口连通。图 4.9 外部辅助电源的设计图 图4.10 外部电源故障排除方法图5实验结果样机在380V稳压输入下所采集的数据见表5-1所示： 表5-1 380V交流稳压输入下实验结果输入电压V输入电流A功率因数有用功率W输出电压V输出电流A效率%380V交流稳压输入1.260.60287.3 218.21.03782.070.60472.0219.11.72802.630.61609.6220.42.3

46、585.13.540.59793.7220.13.0885.34.060.61941.1 220.33.6886.14.890.611133.5220.14.4486.35.590.621317.0220.45.1886.76.580.601500.2220.25.9286.97.280.611687.5220.16.67878.080.611872.9220.17.7587.5图5.1 UC3895实现实物图图5.2 UC3895外围实现电路结论由BiCMOS相移谐振PWM控制器UC3895控制的谐振型直流变换器，采用LC谐振技术,降低了开关管导通过程中的du/dt和di/dt，实现了功率开

47、关管的零电压开通和零电流关断。使变换器的开关损耗大幅度减小，开关频率大幅度提高，从而使变换器中的变压器和滤波元件的体积大大减小，因此，在保持变换器高效的前提下，极大地提高变换器的功率密度。由于工作在软开关状态，它的实现效率要远远高出线性电源。本次设计完成了整个开关电源电路的设计，主要包括选择主功率电路拓扑方案，前端和后级输入、输出整流滤波电路设计，以及由UC3895组成的控制电路的设计；在硬件调制过程中，为提高效率，反复修改选择电路中的元器件，如主功率管、阻断电容、输出整流二极管等的参数选择。计算量大，绕制工艺繁杂，是本课题设计中的一个难点。此外，由于是恒流源，在电路反应上采用电流环外环控制，

48、把电流信号转变成电压信号，环路不易稳定，在工程实现上有一定困难。参考文献1贾周.基于软开关技术的低能耗变频器研究D宁夏大学，2021. 2Yemman A JElectronic Components and Technology ConferenceC199143l 4363王京梅J电子科技大学学报，2002，31 4 ：362-3654 凌俊杰. 一种新型零电压、零电流全桥PWM DC/DC变换器的研制D江苏大学，2005.5 张继来. 一种新型零电流全桥DC/DC变换器的研制D江苏大学，2007.6 鞠文耀.?相移软开关PWM技术的研究D南京理工大学,?2003.7王建明.具有功率因数校

49、正和软开关的高频开关电源的设计D大连理工大学,2007.8 蔡明雄.?无逆变高效率UPS电源J山西电子技术,?200.9 赵s. 15KW相控阵雷达电源D南京理工大学，2006.10 王增福等.?3000 W IGBT软开关直流稳压电源J 航天器环境工程,?2005.11 李楚峰.?节能型电火花加工脉冲电源的研究D 广东工业大学,?2021.12 曾兴.?具有高频链的同步电动机励磁控制系统的设计研究D 中南大学,?2021.13 魏保权.?高频逆变式弧焊机电源的设计D 武汉理工大学,?2007. 14 易卫东.?一种新型DC/DC全桥ZCT软开关电源的仿真研究J现代机械,?2021.15UCC

50、3895?OUTC/OUTD?Asymmetric?Duty?Cycle?Operation. 16 庄伟铭.?全桥移相式ZVS软开关脉冲电源的研究D大连海事大学,?2007.17 邵羽达.?基于移相全桥软开关技术的20A548V恒流源D南京航空航天大学,?2005.18林渭勋.现代电力电子电路.浙江大学出版社，2002. Abraham?I.Pressman. 王志强等译 ,开关电源设计，2005.9 阮新波,严仰光.?零电压零电流开关PWM?DC/DC全桥变换器的分析J电工技术学报,?2000, 02 ?. 杨伟珍,刘振坚.?采用IGBT斩波控制新型充电机的研究J煤矿机电,?2000, 0

51、3 ?. 吴江.?基于UCC3895的新型通信AC-DC变换器的设计J安徽电子信息职业技术学院学报,?2021, 02 ?.? Ayyanar R , Mohan N. A novel soft2switching DC2DC converter with full ZVS2range and reduced ffilter requirementpart 3MHz 工作的磁芯材料之外，高频开关电源变压器的设计对其性能有至关重要的影响。因此研究高频变压器的设计技术对我国的高频开关电源以及整机系统的开展都是十分重要的。4文献1设计了一种改良型的零电流 ZCS 转换脉宽调制全桥DCDC变换器，并对

52、变换器的拓扑结构、工作过程及其特点做了深入阐述。这种新型变换器能在负载范围内成功实现所有主开关管和辅助开关管的零电流转换，而且副边整流二极管也能实现软转换。保证了变换器在很宽的负载范围内有很高的效率。随后设计了主电路和控制电路，给出了主电路参数，其移相控制采用UC3875实现。肖化19965设计了一种多单片机分数控制、集中管理的智能高频开关电源，它采用模块化结构和灵活的通信方式，主要包括整流模块和监控模块，它的输出额定电压为48V均衡电压为55-57 V，浮充电压为50-54V。最低放电电压为43V，它的输出电流视负载大小为以模块40A的整流模块加以组合。该电源集交流配电、整流稳压、直流配电于

53、一体，可在监控模块控制下工作。具有体积小、噪音低、维护操作方便等优点。 王长龙等20026设计了基于高频开关电源的充电仪，在监控系统的根底上增加了充电仪的抗干扰措施：对于电磁干扰 传导型、辐射型等 可采取屏蔽、滤波和合理接地的方法解决。硬件方面采用了电源电压监视电路、“看门狗电路、光电耦合器隔离和E2PROM电路保存各种设置参数等 软件方面采取了软件数字滤波、软件陷阱和自检等措施。 鲁华军20017,李翼平20028等都对全桥相移零电压零电流充电电源进行了设计和说明，详细分析了全桥相移零电压零电流功率变换原理，分析了超前臂与滞后臂分别实现零电压、零电流开关的机理与条件，通过实验验证这一原理的正

54、确性，解决了原述环流问题，降低器件的应力和损耗，提高变换效率。 吕照瑞等20039 通过设计宽幅压直流变换器电路，验证了全桥PWM ZVZCS变换电路在调整幅压、减小占空比丧失及消除电路环流等方面无可替代的优越性。问题评述：高频和大功率是电力电子学开展的两大方向，然而由于高频带来的谐波和电磁干扰问题一直存在，因此软开关在中大功率场合的应用就显示出了十分重要的意义。ZVS DCDC全桥变换器电路是最早出现的一种应用于中大功率场合的软开关电路拓扑，它通过采用开关器件的寄生元件实现其自身的零电压开关工作，以其无需另外的附加元件和具有低电压电流应力等特点，广泛用于高频大功率电路中，然而这种电路又有其自

55、身不可克服的缺点。首先，变换器滞后桥臂软开关的实现是由初级串联电感的储能实现的，因此要提高电路软开关的实现范围，就必须增大初级串联电感，然而从另一个方面来看，初级串联电感的增大又会增大电路占空比的丧失；另外，ZVS电路在换流期间，初级必须保持一定的电流，这样形成的初级环流使得电路的损耗增大，尤其是在这样的高频变换器电路中，频繁的开关式环流损耗不容无视。而ZVZCS全桥变换器是在超前臂实现零电压开关，滞后臂实现零电流开关，可以较好地改善电路的占空比丧失，消除换流期间的初级环流。因此，采用ZVZCS电路拓扑进行了设计，并通过实验验证该电路的可行性。9总之，如何产生高频大功率动态性能良好且干扰小的软

56、开关PWM成为现今研究的重点。3总结局部将全文主题进行扼要总结，提出自己的见解并对进一步的开展方向做出预测通过对高频开关电源及DC-DC全桥软开关相关文献阅读及分析，我得下了以下总结：软开关电源功率开关器件的选用选用功率场效应晶体管MOSFET。虽然用IGBT作电力电子开关器件的开关速度高，允许的电流电压范围大，加上其具有完善的配套检测、控制保护元件，在工业控制中也得到了很好的应用，但是IGBT在关断过程中会产生动态的擎住效应，容易烧坏。而MOSFET驱动功率小，驱动电路简单，容易驱动，并且工作频率高，温度特性好，易于并联，没有二次击穿的问题，应选用MOS管。2软开关PWM变换器的设计移相全桥零电压零电流 ZVZCS 变换器是一种新型的软开关技术，它使超前臂上两只开关管工作在ZVS状态，而滞后臂上