高频功率放大器高频电子技术

1、高频电子技术第六章 高频功率放大器§6.1 概述为了获得足够大的高频输出功率，必须采用高频功率放大器。如发射机中，振荡器产生的高频振荡功率往往很小，因此在后面要经过一系列放大缓冲级、中间放大级、末级功率放大器，才能获得足够的高频功率，然后从天线将信号发送出去。高频功率放大器的工作频率很高，且工作时要求其频带很窄，如调幅广播电台（5351605kHz频段范围），每个台的频带宽度为10kHz，与1000kHz左右的工作频率相比，仅相当于百分之一。因此，高频功率放大器的负载一般都是选频网络（选择有用信号，滤除干扰）。§6.2 谐振功率放大器的工作原理晶体管的工作频率范围分为三部分

2、：低频区：（截止频率，放大倍数下降为低频值的）中频区：（特征频率，放大倍数下降为1时的频率）高频区：中频区需要考虑晶体管结电容的作用，高频需进一步考虑电极引线电感的作用，分析和计算都非常困难。因此，从低频区入手来进行分析。6.2.1 获得高效率所需要的条件(P206)则定义集电极效率可见，如果能降低集电极耗散功率，则集电极效率就会提高，给定直流电源提供功率时，晶体管的交流输出功率就会增加。由可知如果（甲类功放），则，如果（丙类功放）则得到，可见，从20%提高到75%，输出功率则提高12倍。*甲类功放：通角180°，晶体管完全工作在线性区，交流大信号完全通过晶体管传递到下一级；乙类功放

3、：通角90°，晶体管部分工作在线性区，部分工作在截止区，交流大信号半波通过晶体管；丙类功放：通角小于90°，晶体管小部分工作在线性区，大部分工作在截止区，交流大信号半波的一部分通过晶体管；丁类功放：固定通角为90°，且工作于开关状态：导通时，进入饱和区，内阻接近于0；截止时，电流为0，内阻接近无穷大。*如何提高输出功率和效率，减少集电极损耗？晶体管集电极的耗散功率在任意时间总是等于瞬时集电极电压与瞬时集电极电流的乘积。如果使只有在最低的区间内才能通过，那么集电极的耗散功率就可以大为减少，即集电极电流应为脉冲状。对于图（P208）的晶体管来说，若直流偏置反偏，则信号

4、仅在其为正值的一部分区间内，有集电极电流产生。图（P208）图（a）中（晶体管理想化为一条曲线，交横轴于，称为截止电压或起始电压），是一个周期内集电极电流的流通角（称为半流通角或截止角），简称通角。设则当时，即，可得注意：集电极电流是脉冲型，由傅里叶变换可知，它包含很多谐波成分，但集电极的负载为并联谐振回路组成的选频网络，若谐振回路谐振于基频，则它对基频呈现很大的纯电阻，对谐波则阻抗很小，可认为短路，因此并联谐振回路仅对基频有很大的压降，这样就滤除了其他频率分量，虽然失真很大，但由于谐振回路的作用，仍然能得到正弦波形的输出。由于并联谐振回路对基频呈现较大的纯电阻，因此当集电极电流最大时，负载两

5、端的压降（）也最大（），因此集电极电压（）取最小值，即集电极两端电压和基极电压的相位相差，如图（b）所示，由图中可见，集电极电流仅在集电极两端电压很小的一段时间内通过，因此集电极耗散功率减小，集电极效率自然提高。为了提高效率，继续增大基极反偏电压，其余量不变，则的流通角继续减小，越小，效率越高，但同时也会导致输出从直流得到的功率减小，使输出功率减小，因此，输出功率与集电极效率相互矛盾，为了兼顾输出功率与效率，通角一般选择在左右。例（P209）6.2.2 功率关系根据图和图可知集电极的电压基极电压(略去通常很小的直流电阻的压降，设集电极回路谐振于信号频率)集电极电流可以分解为傅里叶级数：直流电源

6、提供的功率回路对基频谐振，呈纯电阻，对其他谐波则呈容性，阻抗很小，因此可以认为输出功率由基频电流和电压产生：显然集电极耗散功率为集电极效率其中为集电极电压利用系数，为波形系数，它是通角的函数，越小，越大（越小，集电极效率越高）。上式说明，越大（越大），通角越小，集电极效率越高。§6.3 晶体管谐振功率放大器的折线近似分析法6.3.1 晶体管特性曲线的理想化及解析式对高频放大器进行分析的方法：图解法和折线分析法图解法对电子管进行分析准确度较高，而晶体管离散性大，因此不适用；因此对晶体管使用折线分析法进行分析。折线分析法：将电子器件的特性曲线理想化，用条特性曲线用若干折线来代替，简化分析

7、计算。晶体管折线分析法主要用到两组特性曲线：1.输出特性曲线：基极电流（电压）恒定时，集电极电流与集电极电压的关系曲线；2.转移特性曲线：集电极电压恒定时：集电极电流与基极电压的关系曲线。一、输出特性曲线的理想化图（P213）直线1将晶体管工作区分为饱和区与放大区，因此晶体管的工作状态分为三种：1.直线1右方：欠压工作状态2. 直线1左方：过压工作状态3. 直线1：临界工作状态设临界线斜率为，则临界线方程二、静态转移特性曲线的理想化（图（P214）晶体管静态转移特性曲线理想化后可用交于横轴的一条直线来表示，叫做截止偏压或起始电压。设该直线斜率为，则称为跨导，此时（）6.3.2 集电极余弦电流脉

8、冲的分解丙类工作状态的集电极电流脉冲是尖顶余弦脉冲，适用于欠压或临界状态（若为过压状态，则电流波形为凹顶脉冲），显然集电极电流是周期脉冲序列，可以展开为傅里叶级数。而由6.2节的分析可知故（）当时，故（）（即）以上两式相减得：当时，（）以上两式相除得：即尖顶余弦脉冲的解析式：可见，它由脉冲高度与通角决定。将尖顶余弦脉冲展开为傅里叶级数：傅里叶系数（即各谐波分量的振幅）如式（）（6.3.13）（6.3.14）所示，均为的函数：，（），.，与的关系如图（P216）所示，可得如下结论：（1）最大值为0.536，此时，即此时取最大值，输出功率取最大值；（2）但此时考察集电级效率，其中为波形系数，如图中

9、所示，越小，波形系数越大，效率越高，这与时最大相矛盾；（3）综上所述，兼顾功率与效率，最佳通角为左右；（4）时，最大，时，最大，这些是设计倍频器的参考值。6.3.3 高频功率放大器的动态特性与负载特性静态特性：集电极电路没有负载的条件下求得的、与的关系曲线；动态特性：集电极电路在考虑负载作用的情况下获得的、与的关系曲线。最常用的就是、同时变化时，表示-关系的动态特性曲线（负载线）。一、iC-vC坐标平面上的动态特性曲线证明：当晶体管静态特性曲线理想化为折线时，负载回路工作于谐振状态（纯电阻），动态曲线也是一条直线。基极电压（直流电源反偏）：集电极电压：由以上两式消去可得（）由晶体管静态转移特性

10、曲线折线化（图）可知（）将（）代入上式中可得-坐标平面上的动态特性曲线：上式表示一个斜率为，截距为的直线，如图（P218）中所示的AB线。可见，随着集电极电流增大，集电极电压逐渐减小。动态曲线第二种作法：由晶体管静态转移特性曲线折线化（图）可知（）在交流输入分量等于零时的静态点Q点，此时，代入上式得（事实上在丙类工作状态，此电流并不存在，称为虚拟电流，仅用来确定静态点Q的位置）。在A点（交流输入分量最大时），此时最小，最大，得最大。求出AQ两点，就可作出动态特性曲线。二、iC-vB坐标平面上的动态特性曲线晶体管的截止区和放大区，集电极电流iC并不受集电极电压vC的影响，因此在iC-vB平面上，

11、动态曲线基本与静态曲线重合，因此在iC-vB平面上，可以用静态特性表示动态特性，如图（a）（P208）或图6.3.2（P214）所示。*理解：iC-vB坐标平面上，有无负载时iC均与vB同相，故动态特性与静态特性曲线之间变化不大；而iC-vC坐标平面上，有负载时iC与vC反相，因此动态特性与静态特性曲线相差很大。*三、iC-vC坐标平面上的动态特性曲线分析这里的动态特性曲线实际上也就是低频放大器中的负载线。它的斜率与负载阻抗有关，负载阻抗越大，它上面产生的交流输出电压越大，负载线斜率的绝对值越小，因此放大器的工作状态随负载的变化而变化。由动态曲线第二种作法中的讨论可知，静态点Q与负载上的电压无

12、关（，此时，），且位置固定，此时根据负载的变化导致过Q点的直线斜率发生变化，从而与时的静态特性曲线交于不同的点，如图（P219）：1.负载较小时的动态特性曲线1，处于欠压工作状态，与的静态曲线的交点A1决定了集电极电流脉冲的高度；2.随着增加，也逐渐增加，斜率绝对值逐渐减小，当动态曲线与的静态曲线、临界线P相交于一点A2时，放大器工作在临界状态；3. 继续增加，也继续增大，则放大器进入过压工作状态。当动态特性穿过临界点后，电流将随临界线下降，因此电流成为凹顶状。动态特性曲线与临界线的交点A4决定了脉冲电流的高度，而动态特性曲线与的静态曲线的交点A3向临界线作垂线的交点A5则为电流脉冲下凹的高度

13、。因此，当、不变时，的变化会引起电流脉冲的变化，同时引起、及效率的变化。电流、电压、功率与效率随负载变化的曲线称为负载特性曲线。四、负载特性曲线1.电压、电流随负载变化曲线1）根据图（P219），在欠压区至临界线范围内，随的增大，集电极电流脉冲的最大值略有减小，其直流分量和输入频率分量幅值可认为几乎保持不变；进入过压区，集电极电流脉冲开始下凹，且凹陷程度随的增大而增大，因此直流分量和输入频率分量幅值也开始减小。由此得到图（a）（P220）的曲线。2）从图中可以看出，输出电压，在欠压区至临界线范围内，随的增大，电压显著增大（电流不变，电阻增加）；在过压区，由于电流减小，因此电压几乎保持不变。3）

14、结论：欠压时电流几乎不变电流源；过压时电压几乎不变电压源。2.功率、效率随负载变化曲线图（b）（P220）1）直流输入功率与曲线相同（不变）；2）交流输出功率，由和两条曲线相乘得到，由图中曲线可以看到，临界状态功率达到最大值，因此如果从最大输出功率着眼，则应使电路工作在临界状态。3）集电极耗散功率由和两条曲线相减得到。负载越大，集电极耗散功率越小；反之，负载越小，集电极耗散功率越大。4）效率，在欠压时，变化较小，效率随增加而增加；临界状态时，效率由于没有下降快，因此也继续增加，但增加很缓慢；过压区则由于的快速下降而使效率略有减小；效率在靠近临界的弱过压状态出现最大值。五、欠压、临界、过压三种状

15、态的优缺点1.临界状态：输出功率最大，效率也较高，是最佳工作状态；用于发射机末级。2.过压状态：当负载阻抗变化时，输出电压平稳； 弱过压时，效率可达最高，但输出功率下降；用在需要维持输出电压平稳的场合，如发射机的中间放大级。3.欠压状态：输出功率与效率都比较低，集电极耗散功率大，输出电压不稳定；一般较少采用，仅用于少数特殊场合（基极调幅）；6.3.4 各极电压对工作状态的影响一、VCC对工作状态的影响对图（P219），如果、不变，此时斜率不变，设放大器工作于临界状态，此时如果改变，则会改变静态点Q的位置（静态点由，此时，决定，故的变化会引起静态点对应的变化）。1）当VCC增加时，Q点向右移动，

16、放大器将进入欠压区：1）输出电流IC0、Icm1几乎不变；图（a）（P222）2），由于电流在欠压区变化不大，因此功率变化也较缓慢。图（b）（P222）2）当VCC减小时，Q点向左移动，放大器将进入过压区：1）电流随过压程度的增加（VCC的减小）而下降；图（a）（P222）2）由于电流受VCC影响较大，因此功率随VCC的增加而增加。图（b）（P222）二、Vbm或VBB对工作状态的影响1. Vbm对工作状态的影响1）Vbm对电流的影响图6.3.9（a）（P222）如果、不变，只改变激励信号电压，在图（P219）中：当增加，即增加时，如果原来工作于临界状态，则此时将进入过压状态；反之如果减少，则

17、将进入欠压状态。由式（）可知与成正比，因此：在欠压状态，增加，则电流IC0、Icm1增加；在过压状态，由于电流出现凹顶，因此，增加，则电流IC0、Icm1虽然增加，但凹陷深度也增加，因此IC0、Icm1增加的很缓慢；2）Vbm对功率的影响图6.3.9（b）（P222），因此，的曲线与相同，与的曲线相同。2. VBB对工作状态的影响由可知，增加等效于减小的绝对值，因此只要将增加的方向改为的绝对值减小的方向，就可得出对电流与功率的影响曲线。*注：在过压区，Vbm或VBB对电流Icm1的影响很小，只有在欠压区，才能有效控制Icm1的变化，因此在基极调幅和已调波放大的应用中，都应该工作于欠压状态。6.

18、3.5 工作状态的计算（估算）举例例（P223）某谐振功率放大器，已知VCC = 24V， P0 = 2W，工作频率1MHz，求能量关系。相关参数：特征频率fT 70MHz，功率增益AP 13dB，集电极最大电流ICmax = 750mA，集电极饱和压降VCE(sat) 1.5V，集电极最大耗散功率PCM = 1W。解：工作状态最好选用临界状态，并可近似认为集电极最小瞬时电压为1.5V。因此负载最大电压负载谐振时等效并联电阻：则由式（）（P211）得：基频最大电流选取，由图（P216）可得，由式（）（215P）可得可见并未超出集电极最大电流。直流功率故集电极耗散功率集电极效率由功率增益可得基极

19、功率§6.4 晶体管功率放大器的高频特性晶体管在高频大信号工作时，物理过程相当复杂。当频率升高时，晶体管的实际输出电流减小，而且存在附加相移，产生原因：少数载流子在基极扩散的渡越时间，和结的势垒电容。一、发射极电流负脉冲的产生（P224）图（P224）现象：若功率放大器工作于低频丙类状态（电流为尖顶余弦脉冲），随着工作频率的升高，发射极电流（注意：不是集电极电流）将会出现负脉冲，这种负脉冲的高度与宽度（通角）都随频率的升高而升高（可用示波器观察）。精确计算正负脉冲的各分量非常困难，但在工程允许的误差范围内可近似认为是余弦脉冲。产生原因：1少数载流子在基区的渡越时间引起的（基区内空间电

20、荷储存效应（P99）。当基极发射极电压变成反向偏置（截止）的瞬间，基区内储存的非平衡少数载流子来不及扩散到集电极，且被反向偏置形成的电场排斥回发射极，形成负脉冲，同时，主脉冲（正脉冲）的高度也有些降低。2频率升高，增加了通过发射结电容的电流，使基极电阻上的电压降增大，因此结电压下降，结果减少了由发射极注入基区的载流子，使主电流脉冲高度降低。负脉冲的通角，其中为少数载流子由发射极扩散到集电极的渡越时间。二、高频时的集电极电流波形（P225）如果频率不超过晶体管的最高工作频率，并工作于欠压或临界状态，集电极电流仍然可认为是尖顶余弦脉冲；在频率高端，脉冲波形会产生不对称，振幅有所下降。图（P225）

21、集电极电流与发射极电流的关系1集电极电流脉冲峰点滞后于发射极电流脉冲峰点，这是由非平衡少数载流子从发射极到集电极的渡越时间引起的；2直到基区储存的非平衡少数载流子全部消失后，集电极电流才等于0，因此，频率增加使发射极电流出现负脉冲后，增加了集电极电流的通角，降低了集电极效率；3频率越高，集电结电容分流也越强（电容随频率增加，阻抗减小，可认为集电极从基极漏电），则有用负载电流减小，电流脉冲高度降低，从而输出功率减小。4根据图图（P225）可以看出，随频率升高，基极电流也会出现负脉冲，频率越高，负脉冲通角越大，基极电流负脉冲分量也越大，平均值（直流量）就越小，从而集电极电流减小，脉冲高度减小。当频

22、率增加到一定程度，直流量甚至可能改变方向。三、晶体管高频工作时的特点（P225）1发射极电流出现负脉冲，主脉冲高度有所下降；2发射结有效激励电压小于外加激励电压（基极电流平均值减小），集电极电流减小，故实际中应适当加大外加激励电压和激励功率；3集电极电流基波分量落后于激励电压，使输入和输出电压产生了附加相移；4基极电流直流分量减小，甚至可能出现反向直流电流；5各极电流不能从晶体管的静态特性曲线求出，否则会产生很大误差。激励功率则在已知输出功率后，由功率增益的公式得出。四、引线电感的影响（P226）在更高频率下工作时，要考虑各极引线电感的影响。由电感阻抗公式可知，频率越大，引线电感产生的阻抗越大

23、，产生的压降也越大。（例：10mm引线，500MHz时的阻值）§6.5 高频功率放大器的电路组成6.5.1 馈电线路一、集电极馈电电路1馈电电路遵循原则指晶体管的直流电源，可分为串联馈电和并联馈电方式，遵循下列原则：1）直流分量图（a）（P227）：对直流分量来说，应只有晶体管内阻消耗能量，其他电阻均不消耗能量；2）基波分量图（b）（P227）：基波分量只应该在负载上产生压降，其余部分对基波分量应是短路的；3）高次谐波分量图（c）（P227）：其他高次谐波分量不应消耗能量，因此对管外电路也应该是短路的；*理解：可认为负载上仅对基频分量产生压降，对其他分量则应短路。2集电极串并馈典型接

24、法图（P227）：集电极馈电电路串馈和并馈两种形式LC为负载回路；为高频扼流圈，通直流，隔交流，阻抗远大于->阻隔交流信号；为高频旁路电容，通交流，隔直流；在并馈电路中作为隔直流的电容，对高频则认为短路；，阻抗远小于->让交流信号通过；注意：直流电源一端必须接地，因为电源与地之间存在杂散电容，如果电源地端通过器件接地，则会将杂散电容的影响引入电路中，引起电路不稳定。二、基极馈电电路1基极串并馈典型接法图6.5.3（P228）：基极馈电电路串馈和并馈两种形式为高频扼流圈，通直流，隔交流；为高频旁路电容，通交流，隔直流；在并馈电路中作为隔直流的电容，对高频则认为短路；2偏置电压VBB接

25、法图6.5.4（P229）：偏置电压产生方法图6.5.4（a）：利用基极电流的直流分量在偏置电阻Rb上产生偏置电压；图6.5.4（b）：利用基极扩散电阻产生偏置电压，由于很小，因此偏置电压VBB也较小且不稳定，一般在需要较小偏置电压的地方使用，如乙类放大；图6.5.4（c）：通过发射极电流直流分量在发射极电阻上产生偏置（实际上是通过发射极电阻上的压降来调节输入大信号使晶体管基极和发射极正向偏置（导通）的门限电压）。这种偏置电路实际上引入了负反馈，能够自动维持放大器的工作稳定；激励增大时，发射极电流增大，发射极电阻压降增大，使发射极电流增加量减小（基极的净输入电压增加量减小）；反之，激励减小时，

26、发射极电流减小，发射极电阻压降减小，发射极电流增加量增大。6.5.2 输出、输入与级间耦合回路(P229)级间耦合网络或下级输入匹配网络：用于与下级放大器的输入端相连；输出匹配网络：多级功率放大器的末级，用于输出功率至负载；一、输出匹配网络1功能(P229)（1）阻抗匹配，使负载阻抗与放大器所需要的最佳阻抗相匹配；（2）抑制工作频率以外的频率分量，即滤波作用；（3）如果有几个器件同时输出功率，在保证它们都能输出功率的同时，使各个器件相互之间隔离，减小相互影响。典型电路：图（P230）：复合输出回路说明：天线通过互感与集电极调谐回路耦合；L1C1回路为中介回路；RACA代表天线的辐射电阻和等效电

27、容；LnCn回路为天线的调谐元件，使天线回路工作于串联谐振状态，从而获得最大的天线回路电流及最大的天线辐射功率。2分析（P230）初级负载的等效电路：图（P230）由耦合回路相关理论可知，若互感为M，则次级通过互感在初级产生一等效阻抗：（次级回路谐振时，阻抗最小，为）初级负载等效谐振阻抗为(在没有抽头的情况下，即没有接入系数p)()可见，通过改变互感M，就可以改变集电极上负载的并联谐振阻抗，从而达到集电极输出与负载阻抗匹配的目的。M越大，反射阻抗越大，等效阻抗越小。因此如果天线断路，则负载等效阻抗很小，输出功率就很小，不会对器件造成严重损害。3非线性电路的阻抗匹配线性电路的阻抗匹配概念在非线性

28、电路中并不适用，以高频功率放大器工作在丙类状态为例，工作时晶体管的内阻变动剧烈，导通时内阻较小，截止时内阻很大，因此输出电阻不是常数。高频功率放大器的阻抗匹配：在给定的电路条件下，改变负载回路的可调元件，使电子器件送出额定的输出功率P0至负载，这就达到了匹配状态。4如何实现高频功率放大器的阻抗匹配衡量谐振回路功率传输能力的标准中介回路的传输效率：无载谐振等效阻抗，有载谐振等效阻抗；无载品质因数，有载品质因数因此因此，无载品质因数和无载谐振等效阻抗越大越好，而有载品质因数和有载谐振等效阻抗越小越好。同样，如反映电阻>>谐振回路损耗电阻r，就能满足无载时很大，有载时很小。但注意到有载品

29、质因数过小会引起回路滤波效果下降，因此，有载品质因数一般不低于10。5例（P232）图（P230）例（P223）6其他形式的匹配网络（形网络）图（P233）图中公式可用来求得元件的电抗，给定谐振频率后，即可求出电感或电容值；图中的电阻R1即为功率放大器输出的匹配谐振等效阻抗Rp；将两边进行并-串变换后，可知若要使（串联）回路谐振等效阻抗与放大器输出匹配，则有变换后的负载阻抗（就是谐振时的等效电阻）等于功率放大器所要求的（变换后的等效）匹配阻抗。且有谐振时，电抗元件的电抗和为0。二、输入匹配网络与级间耦合网络（P235）多级功率放大器的中间级，因此称为级间耦合回路，且对下一级来说，又是输入匹配网

30、络。级间耦合回路的负载是下一级的输入阻抗，对于非线性器件，其阻抗随工作状态动态改变，反映到前级，会引起前级的负载阻抗发生改变。此时如果前级工作于欠压状态，则随着负载的阻抗变化，当本级输入的激励电压固定时，其输出电压却会变得不稳定（P220图6.3.7a负载对输出电压的影响）。因此，对于中间级来说，主要应保证输出电压在负载发生改变时能够保持稳定，以提供稳定的激励电压，效率则是次要问题。为稳定电压采取的措施：1中间放大级应工作于过压状态，即等效为理想的电压源，这样输出电压不会随负载的变化而产生变化，尽管后级负载是变化的，但下一级得到的激励电压却是稳定的；2降低级间耦合回路的效率k，此时耦合回路本身损耗加大，这样下级输入电路的损耗相对本级损耗来说就不重要了，因此减弱了下级对本级工作状态的影响。中间级的效率k一般取0.10.5，即中间级的输出功率应为后一级所需激励功率的210倍。§6.6 丁类（D类）功率放大器甲乙丙类放大器通过不断减小通角来减小损耗，提高放大器效率，但通角如果太小，虽然效率提高，但由于输出电流下降太多，会引起输出功率下降过多。丁戊类放大器固定通角为90度。丁类放大器工作于开关状态：导通时，进入饱和区，