室内无线传播及覆盖

1、第五章 室内无线传播及覆盖5.1 室内无线传播概述5.1.1 室内无线传播的基本特点随着移动通信业务的发展，人们在诸如商务楼、超市或会议厅等场所传送大量的语音和数据，因此室内通信质量受到越来越大的关注。然而室内无线信道的基本特征影响甚至决定着这些传送的过程和结果。因此，对无线电波在室内的传播的研究具有重大的意义。在室内无线环境中，用户有如下的移动特点：地板之间没有移动性；移动台要么静止，要么在办公室和走廊之间以固定速率移动；如果移动台在办公室，那么它静止的概率较高；如果移动台在走廊，那么它静止的概率较低。室内无线环境的特点是传输功率较小，覆盖距离更近，环境的变动更大。对于不同的建筑物而言，室内

2、布置、材料结构、建筑物尺度和应用类型等因素的变化很大，这就使传播环境产生了很大的差异。即使在同一个建筑物内的不同位置，其传播环境也不尽一样，甚至差别很大。例如，信号电平很大程度上依赖于建筑物内的门是开还是关。不同材料制成的墙体和障碍物对信号有不同的阻隔，因此路径损耗衰落指数变化也比较大，甚至建筑物窗口的数量也会影响楼层间的损耗。根据墙壁、地板和金属物造成的散射和衰落，路径损耗衰落指数在2-5之间变化；墙壁和地板的穿入损耗，根据建筑材料的不同而变化，从轻质编织物的3dB，到混凝土砖块结构的13dB-20dB。在建筑物内，通常第一层内的衰减比其他楼层衰减要大的多，在5、6层以上，只有非常小的衰减。

3、天线安装位置和类型对无线传播也有很强的影响。天线安装于桌面高度与安装在天花板的情况会有极为不同的接收信号。在覆盖方面，由于建筑物自身的屏蔽和吸收作用，造成无线电波较大的传输损耗以及移动信号的弱场强区甚至盲区，而数据业务的应用对接收信号又提出了更高的要求。在容量方面，在大型商场、会议中心，由于移动电话使用密度过大，局部网络容量不能满足用户需求，无线信道容易发生拥塞。建筑物具有大量的分隔和阻挡体。家用房屋中使用木框与石灰板分隔构成内墙，楼层间为木质或非强化的混凝土。另一方面，办公室建筑通常用较大的面积，使用可移动的分隔，以使空间容易划分，楼层间使用金属加强混凝土。作为建筑物结构一部分的分隔，称为硬

4、分隔，可移动的并且未延展到天花板的分隔称为软分隔。分隔的物理特性和电特性变化范围非常广泛，在特定室内情况中应用通用模型是非常困难的。本章主要介绍了室内无线信道和室内无线传播模型。其中第一节介绍了室内无线传播的基本特点和发展。第二节介绍了室内无线信道的基本知识。室内无线信道和室外传播环境有较大的不同，如传播距离比室外传播的距离短得多，因而传播时延和多径时延差小得多。第三节介绍了室内传播模型，包括经验模型和确定性模型；第四节则介绍了室内覆盖系统的组成、建设与评估等。 5.1.2 室内无线传播研究的概述建筑物的内在结构会引起无线电波的反射、绕射、折射和散射，这也就引起发射信号通过不止一条途径到达接收

5、端，就是多径现象。窄带发射时，多径引起接收信号包络和相位的波动；宽带脉冲发射时，结果是产生一系列的延迟和减弱的脉冲（回波）。多径衰落大大降低了室内通信系统的性能，然而多径是无法控制的。如果清楚地认识到多径媒质的特征，发射机和接收机可以设计成与信道匹配来减少多径的影响。因此研究无线传播的特征是成功设计通信系统的关键所在。室内无线传播研究的方法直接依赖于通信系统的特性及内在性质。例如，一个系统的数据速率是决定接收信号统计特性的主要因素。信号统计特性对于窄带和宽带信号有所不同：窄带关注包络，宽带注重散射。决定信号统计特性的决定性因素是系统所在的环境，另一个因素是系统规划。系统规划包括系统工作的范围、

6、收发天线的相对位置、发射天线在室内还是室外等的规划。在进行室内无线传播的研究时，需要考虑以下因素的影响：1. 外部墙壁的种类（如钢铁结构、玻璃、砖、混凝土）、有屏蔽作用的物体、房间的布局、摆设等；2. 由于环境密度的不同带来的城市和郊区的建筑物的差别；3. 由于结构和内部家具的不同带来的城市和郊区的建筑物的差别；4. 建筑物中人口密度对接收信号的统计特性也有重大影响；5. 传送的传导，例如发射机和接收机同时在室内还是发射机在室外；6. 室内和室外的发射机高度的差别。5.1.3 室内电磁波的传播清楚室内电磁波的传播原理是进行室内各种研究的前提，室内电磁波的传播也是后面要介绍的确定性射线建模方法的

7、理论依据。由5.1.1节的介绍可知，室内环境中电磁波的传播受到很多因素的影响，比在室外环境中传播更复杂。接收端的信号是由多个路径的入射信号构成。除了可能的直射信号外，这些入射信号经历了反射、透射、绕射和散射，在接收端具有不同的强度、相位和时延，叠加之后形成了衰减、相位不断变化的信号波形。第三章中介绍了三种基本的传播机制：反射、绕射和散射。当电磁波在传播过程中遇到尺寸比电磁波波长大很多的障碍物时，发生反射。物体表面或者地板的反射产生反射波，反射波对接收机有很大干扰。当发射机和接收机之间的无线路径被难以透射的物体阻碍时，发生绕射。根据惠更斯理论，虽然在障碍物后面不存在发射机和接收机之间的视距（LO

8、S，Line-of -sight），但是二次波仍然在障碍物后面构成。当无线信道中存在尺寸和电磁波波长差不多或者比波长小的障碍物时，发生散射。散射和绕射遵从相同的物理理论，引起发射机发出的能量再次辐射到许多不同的方向。绕射是三种机制中最为复杂、最难预测的。视距传播对信号做出主要的贡献。若接收机在视距以外时，则发送机通过透射、反射和折射把信号能量发送到接收机。比如说，当无线电波照射到墙面，一部分会反射出去，形成反射线；另一部分会入射到墙内，形成折射线，具体可以参见图5-1-1。如果墙体均匀，则折射线再经历一次折射，从墙体中射出。这样，两次折射形成一次透射，这个透射会给入射线带来一定的位移，但方向保

9、持不变。这个位移的大小可以表示为(5-1-1)式中，d表示墙体厚度，典型值为20到30厘米。表示入射角大小，表示折射角大小。当墙的厚度更大时，此时的折射线变得很弱以致在计算时可以不被考虑。现代建筑物的内墙，一般有两层，用一层石膏板固定在内墙壁上，这时的位移也很小。有时，墙内会有多次反射，这些高阶的反射线和第一次反射线之间的位移可以用处理折射线类似的方式处理。分层的有损耗材料的反射系数（R）和折射系数（T）由（5-1-2）式给出。这里假设墙壁由n 层无磁性的损耗均匀的材料组成，并且第一层和第n层是墙壁两侧的空气层。（5-1-2）式中， 图5-1-1 射线的透射（5-1-3）（5-1-4）是第层的

10、厚度（）；是介质的波编号；是层的复介电常数；是导磁率；是入射角；是入射线的角频率；上标和分别表示垂直极化和水平极化。表示垂直极化； 表示水平极化。当使用一个射线固定的坐标系统时，在图5-1-1中位置R处的反射场强决定于位置R处的入射场强，它们的关系如式（5-1-5）式所示。类似地，可以得到在位置R处折射的场强。（5-1-5）在1.8GHz时一些材料的反射系数的大小如图5-1-2所示。图中的墙体厚度；木门，；玻璃窗，。当入射角接近90o时，所有反射系数接近1。图5-1-2 不同材料的垂直和平行极化波的反射系数一致几何绕射理论（UTD，Uniform Theory of Diffraction）用

11、于计算在室内角落环境的绕射场。在图5-1-3中，一个角度为的楔子用来说明这种情况。电磁波以斜角入射到这个楔子表面。绕射系数由下式给出：（5-1-6）式中，是菲涅尔积分；是整数，尽可能满足等式；是入射线和楔子边缘的夹角；是入射平面和平面0的夹角；是绕射平面和平面0的夹角；是波号；是依赖于入射波形的距离参数，对一个入射球面波有。图5-1-3 射线在角周围的绕射图中，和是从绕射点到源点和观察点的距离；和分别是与入射角相关的平面0和与反射角形成的平面n的反射系数。当损耗是基于上述传播机制的小尺度衰落和多径传播、大尺度传播模型预测的最重要参数。5.1.4 室内无线传播的研究及发展1959年，LPRace

12、 发表了“Radio Transmission into Buildings at 35 and 150 MC”, 成为第一个关于室内传播公开发表的著作。然而此后相当长的一段时间内一直没有再进行深入的研究。直到上个世纪80年代才开始进行室内传播的测试和建模。再次进行室内传播的研究的原因主要有两点：第一是蜂窝移动无线系统在世界范围内取得了巨大成功，从而对蜂窝移动系统的需求呈指数增长；第二是微电子、微处理器技术和软件工程的迅速发展，使得先进的轻型便携无线系统的设计和应用成为可能。Cox和Alexander分别在AT&T贝尔实验室和英国电信对大量住宅和办公室等建筑周围及内部路径损耗进行了仔细

13、的研究。此后，人们在各种不同的室内无线环境中做了大量的测试和建模。这些测试和建模用来描述从外面进入建筑物内部时以及建筑物内部的模拟和数字无线传播环境的特征。1956年Turin提出了多径衰减信道通用脉冲响应模型，指出多径可以用时空变化的脉冲响应来充分的描述。这个模型随后被研究者用于移动无线信道的测试、建模和仿真当中。在80年代中后期，随着对室内无线传播的研究，Turin的脉冲响应模型被直接或间接地用于室内无线传播的建模。人们通过使用数学公式（脉冲响应）来描述信道特性，并对诸如信道时变、大尺度路径损耗、平均附加时延和rms时延扩展、统计的频率依赖性等方面进行了进一步的分析。90年代以来，随着计算

14、机运算能力和可视化能力的迅速提高，人们开始采用射线跟踪法(ray-tracing method)/射线发射法（ray-launching method）来为室内传播建模。从理论上讲，多径传播最终的细节，可以通过给定边界条件（表示散射无线电波的墙和其它构造体的物理属性），解Maxwell方程。但这种解决方法过于复杂，计算量太大。另外一方面，预测的方法代价相当高昂。而射线跟踪法通过简单的反射和折射来近似电磁波的传播，它所需的计算量远小于基于Maxwell方程的方法。并且比起一般的统计方法，例如描述接收功率在收发间隔上空间平均依赖性的传播指数法则，能提供更多的细节信息。射线跟踪法的精确性依赖于波长和

15、散射体尺寸的比率以及室内无线建模重要性的大小。5.2 室内无线信道5.2.1 室内信道和传统移动信道的比较和传统的移动信道（室外信道）一样，室内信道中发送的无线电波经历着大量反射和散射造成的多径色散。它们又都可以用相同的数学模型来描述（将在5.3.1.1节介绍）。但是，传统的移动信道（高基站天线，低移动天线）又和室内信道存在着差别，这些差别可以从以下几方面理解：1. 传统的移动信道是时间静止、空间变化的，而室内信道则为时空皆不静止。在传统的移动信道中，信号色散的主要原因是固定物体（建筑物），相比较而言，人和车辆的移动可以忽略，因此可视为时间静止。室内信道的统计时变，是人和其它物体在低高度便携设

16、备天线周围的移动造成的。2. 室内信道路径损耗更高，在平均信号水平上变化更尖利。而且，按距离的负指数变化的路径损耗模型更适合于移动信道，对室内信道并不总成立。3. 传统的移动信道存在多普勒频移，而在室内环境不存在快速移动和高速度的手机用户（在室内，移动台的速率范围从静止到5km/h），因此室内的多普勒频移可忽略。4. 传统的移动信道受气候、环境、距离等各种因素的影响，接收到的信号幅度和相位是随机变化的，必须考虑各种快衰落、深度平坦衰落、长扩展时延等因素。通信速率高（占用带宽大）时还要考虑频率选择性衰落等各种不确定因素。另外其接收灵敏度必须保障在信号衰减上百dB情况下的信号拾取。室内信道由于受建

17、筑物结构、楼层和建筑材料的影响而具有更为复杂的多径结构。室内信道的时间衰落特征是慢衰落的，同时时延扩展因数很小，因而较为简单地达到通信速率兆数量级以上。5. 通常情况下，室内传播距离比移动信道的要短得多，因而传播时延和多径时延差小得多。对移动信道而言，如果只考虑本地环境，最大附加时延的典型值为几个微秒，如果考虑远处物体，例如丘陵、山脉、高大建筑物等，则最大附加时延多于100微秒。如果不考虑远处物体的反射，rms时延扩展约为几个微秒。而对于室内信道，附加时延小于1微秒，rms时延扩展在几十到几百个纳秒之间（通常低于100ns）。那么，对同样程度的符号间干扰，室内环境下的发送速率要高得多。5.2.

18、2 室内无线信道的主要参数及信道模型一般来说，室内信道分为视线（LOS, Line-of -sight）和障碍（OBS, Obstruction）两种，并随着环境杂乱程度而变化。深入理解无线信道的特性和传播现象是发展高效的无线传输系统的先决条件。过去进行了很多关于室内或室外无线传播的研究来估计信道。信道的重要参数（如时延扩展和链路预算）就要用在系统的设计和相应的参数设置中。链路预算由接收功率和决定，接收功率决定着发射功率、覆盖面积和电池寿命等因素，可以从距离发射机的指定距离或者地点估计出来。时延的引起主要是由于多径传播，信道的时延扩展性质决定发射的最大数据速率。5.2.2.1 时延扩展和路径损

19、耗在典型的室内无线系统中，固定的基站天线安装在比较高的位置和建筑物内许多移动台或固定终端通信。Saleh和Valenzuela在一栋两层建筑物里，对1.5GHz频段进行的测量中发现rms时延扩展值扩展到50ns。Devasirvatham在一座大楼里850MHz测量中得到rms时延扩展值的中值是125ns。Rappaport报告了他在五处工厂建筑1300MHz的测量结果：多径扩展从40到80ns波动，平均附加时延和rms时延扩展从30到300ns变化。可见，不同的建筑物得到的测量结果是不同的，工厂库存、建筑结构、建筑材料、建筑年代、墙的位置、屋顶高度等都会影响时延扩展。建筑物中金属材料越多，时

20、延扩展越大。链路预算的计算需要估计功率电平，这样可以计算信噪比（SNR，signal-to-noise ratio）或者是载干比（C/I，carrier-to-interference ratio）。由于移动无线系统往往是干扰受限（因为多用户共用信道）而不是噪声受限，热噪声和人为噪声的作用往往没有其他共用信道用户的影响明显。在室内，路径损耗是测量平均RF衰减。这里，我们使用路径损耗来表示本地平均接收信号功率相对于发射功率的衰减。因为接收功率通常计算的是本地空间的平均值而不是瞬时值，所以这是一个很有用的量。5.2.2.2 到达时间序列的分布在用脉冲响应方法分析室内无线传播信道特征时，到达时间序列

21、是一个需考虑的指标。到达时间序列在正时间轴上形成点过程。严格的讲，视距路径（如果存在）应该排除在序列之外，因为它的延时并不是随机的。所以需要认真考虑序列的分布。下面介绍几种常用的到达时间序列的点过程模型，每个模型都有各自的适用条件。1. 标准的泊松模型泊松模型的基本概念可以参见节2.2.4.3，这里不再赘述。通过分析几个室内环境下采集的测量数据发现，用泊松假设描述到达时间并不十分准确。从测量数据可以看出，当接收机的灵敏度较低（即接收门限高）时，泊松分布和数据符合得相对要好一些。但是，当门限降低时，多径中的比较弱的径也被包括进来，可以看出实测数据偏离了泊松分布。泊松分布的不充分性可能是因为导致多

22、径传播的室内散射体的分布并不完全随机。这些散射体的位置类型导致了实测数据与标准泊松模型的偏离，而标准泊松模型是基于纯粹的随机到达时间。2. 修正的泊松分布-模型这个模型首先由Turin提出并用以描述移动信道的到达时间，后来由Suzuki充分地发展。此模型考虑了由散射体的组属性而引起的路径的簇属性（移动信道中的建筑物）。图5-2-1 连续时间修正的泊松过程（-K 模型）图5-2-1为连续时间修正的泊松过程，图中有两个状态：S-1和S-2，前者的路径平均到达速率为，后者的路径平均到达速率为。过程从S-1开始。如果一条路径在时间t到达，在时间段上，状态转移到S-2；如果在这个时间段内没有进一步的路径

23、到达，那在时间段结束时状态转移返回到S-1。因此这个模型就可解释为在两个状态间的一系列转移。和是这个模型的常数，可用适当的最优化方法来估计。当或时，这个过程就变成标准的泊松过程。当时，一条在时间t入射的路径增加了在时间段接收另一条路径的概率，即过程表现出一种簇属性。当时，一条路径的入射减小了另一条路径接收的概率，即路径更加趋向于空间均匀而不是服从标准泊松分布。离散的模型已被成功地应用于描述和仿真移动信道的路径到达时间，而且，这个模型还被应用到在几个建筑物中所做的有限的室内传播数据测量，以及应用到由在两个不相似的建筑物中得到的包含12000个脉冲响应分布的大型数据库中。应用这种模型测量结果与模型

24、符合得非常好。但是，绝大多数可选的K值要小于1，这表明在这种环境下路径表现为更加平坦的分布。而把这个模型应用到从几个工厂环境下得到的脉冲响应数据则不成功。上述的模型与经验数据相符合的优点是因为下面一个或两个事实：1） 前面给出的是从表面现象来解释的，也就是说本地的建筑物结构具有非随机性；2）比起标准的泊松模型，这个模型使用了数据中的更多信息。应注意到模型使用了与个别的小时间间隔长度相关的经验概率，然而标准的泊松分布使用了与一个比较大的时间间隔T（一般的，）相对应的全局概率。3. 修正的泊松分布-非指数到达间隔独立同分布指数到达时间间隔形成标准泊松模型。应用其它分布可得到修正的泊松过程。应用在几

25、个工厂环境下采集到的大量的测量数据，可以分析构建一个脉冲响应的统计模型。与其它几种分布相比较，Weibull到达间隔分布与数据符合得最好。这种比较好的Weibull符合多半是因为这种分布使用了三个参数，因而增加了匹配实测数据的灵活性。当这些参数取某种具体值时，Weibull分布变为指数分布，这个模型变为标准泊松模型。4. Neyman-Scott簇模型：这个模型的二维形式在宇宙学中用于研究银河系。这种过程具有服从泊松分布的簇中心，每个簇中的元素也服从泊松规律。从一个办公建筑物采集的实测数据与这个双泊松模型符合的很好。路径簇是由建筑物的主要结构（例如大铁墙，门等）造成，并且每个簇内的多径中的径与

26、手提设备附近的环境的多个反射相关。这个模型与图5-2-2所示的模型比较吻合。但上述的验证仅仅基于有限的数据。它还不能应用到工厂环境的实测数据中。图5-2-2 室内环境下无线传播的一个模型5. 其它模型其他的室内无线传播模型还包括Gilbert突发噪声模型和伪马尔可夫模型等。5.2.2.3 路径幅度的分布多径环境中的幅度衰落可以服从不同的分布，这依赖于测量时覆盖的面积、起主导作用的强信号的存在与否以及其它条件。常用的主要分布如下：1瑞利分布对实测数据进行分析处理可以观察到室内传播服从瑞利分布。在五个工厂环境下的大量的连续波（CW，Continuous Wave）测试表明小尺度衰落主要是瑞利衰减，

27、尽管也有一些视距路径下的莱斯衰落。但是，当仅考虑低于电平中值的信号时，分布呈现对数正态分布。在同一个工厂环境中采集的宽带数据的分析表明在很混乱的情况下，多径分量的幅度服从瑞利分布。在一个办公建筑物的宽带传播的数据显示瑞利分布比对数正态能更好的与数据相吻合。但是，由于数据有限，只有在考虑一些更弱径的信号时，才更比较好的服从瑞利分布。宽带和窄带CW测量，当收发的双方一方在室内，一方在室外时，信号更服从瑞利分布。CW测量，两个天线都在室内时，显示出瑞利分布的特征，是莱斯或瑞利分布则取决于是否存在一条视距线路径。一个研究者在一个办公建筑物内在900Mhz频段、另一个研究者在一个大学校园的建筑物内在21

28、.6GHz和35.2GHz，所做的CW测试表明快衰分离符合瑞利分布。在1.75GHz的CW测试显示当传送路径被人的身体阻挡时，衰落统计符合瑞利分布，而在LOS的情况下为莱斯分布。最后，900MHz，1800MHz，和2.3GHz的CW测试显示小尺度变化为瑞利分布。2. 莱斯分布在几个工厂环境下的本地宽带数据显示，在确定信号幅度范围内，莱斯分布和信号幅度的分布吻合的比较好。一个研究者采集到的大量的时变衰落数据（即两个天线静止）表明，即使没有LOS路径，莱斯分布比瑞利分布与实测数据吻合的更好。另一个研究者在几个工厂环境下的CW时域衰落测量得到了相似的结果。在使用泄漏馈线和偶极天线的几个建筑物中的C

29、W数据显示了弱莱斯的信号包络。同样，在一个大学建筑物内和一个办公室环境下的CW测试，指出当LOS路径存在时，包络数据服从莱斯分布。最后，在21.6GHz和35.2GHz时用方向天线所作的CW测试表明幅度衰落近似于莱斯分布。3. Nakagami分布该分布也称为m-分布，包含作为特例的许多其它分布，但是其它分布通常已经被忽略。其详细描述请参见节2.2.4.8。该分布一般不用于室内无限性传播模型的研究。一位研究者把它应用到全局（大区域）数据分析，结论是它比Suzuki和对数正态等其它分布与实测数据吻合的更好。射线跟踪技术对CW包络衰落的仿真（即没有测量）显示快衰部分服从Nakagami分布。4.

30、Weibull分布：该衰减分布的概率密度函数为：（5-2-1）式中，是形状参数，是的rms值，并且是一个归一化因子。该类型的分布没有理论解释。然而，它包含瑞利分布作为一个特例（当）。当时变为指数分布。Weibull分布对移动信道衰落数据吻合的较好。在几个实验室测试中，当两个天线静止时，910MHz的窄带测量显示Weibull分布精确的描述了移动过程中的衰落，不过没有其它的实测数据可证实这个分布能应用到室内环境。5. 对数正态分布：对数正态分布经常被用来解释多径衰落环境下信号幅度的大尺度变化。其概率密度函数参见节2.2.4.10。当多径信道中各路径长度差不多，传输衰减大致相当，合成信号包络服从瑞

31、利分布，并且在有一条稳定较大成分时，服从莱斯分布。通常发现一些信道短期内服从上述分布，而在场强观测中，就不符合了，其原因是物理传输媒介质如电离层、对流层的缓慢变化使信道情况发生变化，使瑞利衰落观察成为不平稳。从长期统计中可以看出多径信道收到信号的场强的对数服从正态分布，也可以说场强服从对数正态分布。具体推导如下：假设第个障碍物的厚度为，且形成的固定衰减系数为。如果把记为电磁波通过此障碍物之前的信号幅度，记为电磁波通过了障碍物之后的信号幅度，则 因此，通过了第个障碍物之后的信号可以表示为 (5-2-2)如果假设系数和对于不同的障碍物，是相互独立的随机变量，则当障碍物的数目非常多，即时，使用中心极

32、限定理，可以将近似为高斯变量。因此，服从均值为、方差为的高斯分布，即 (5-2-3)对于典型市区环境，信号传播环境中的障碍物较少，根据情况的不同，方差在4dB到12dB之间。因此对数正态分布描述了在传播路径上，具有相同T-R距离时，不同的随机阴影效应，即对数正态阴影。综上所述，在相对短的时间内，接收的随机信号看成短期内稳定不变,服从莱斯分布或瑞利分布，反映的是小尺度衰落模型；但考虑一段较长的时间范围，接收信号的均值是变动的，服从对数正态分布，即服从正态分布，反映的是大尺度模型。实测数据证实在城镇和电离层的传播中服从对数正态分布。这种分布的理论解释如下：由于在多径环境下的多次反射，衰落现象可描述

33、为乘性过程。信号幅度的乘法导致对数正态分布。同样，加性过程导致正态分布（中心极限理论）。对瑞利和莱斯分布的理论解释的一个关键的假设是，对信道的统计在所考虑的小区域内不改变。这意味着信道必须有空间均匀性以应用瑞利和莱斯分布。然而，在大区域的测量遇到了另一个随机效应：分布参数的改变。信道的空间不均匀性看上去与本地区域的瑞利分布向全局区域的对数正态分布的转变直接相关。本地数据的均值服从对数正态分布，（在几个工厂环境下采集到的脉冲响应数据，在几个建筑物中，其中发送器放在建筑物外，记录的CW数据）。良好的对数正态分布的吻合已经在一些本地数据中观察到（几个工厂环境下的每个位置上的小数量的分布，有障碍物的工

34、厂路径CW衰减数据，几个大学建筑物中有限的宽带数据）。在一个CW测试中，测量到了信号的本地短时间的波动（测量中收发器静止）。结果显示对数正态比瑞利分布更适合本地时域衰落数据。在一个现代办公建筑物900MHz的CW测量显示与房间相关的慢衰是对数正态分布。在900MHz，1800MHz，和2.3GHz时从传送到和位于室内采集到的数据进行分析可见大尺度变化服从对数正态分布。对室内数据的对数正态分布应用最强的经验证实已经有汇报。这些测量的数据库，包括两个办公建筑物中每个有6000个脉冲响应分布。对收发天线间隔为5，10，20和30m时，每个天线间隔有20个位置被访问。每个位置有75个分布值，抽样距离2

35、cm。大量数据的分析指出本地和全局数据的多径中各径幅度的分布都是对数正态分布。本地数据包括在一个位置上记录的所有分布，即75个分布值；全局数据包括每个天线间隔下的所有分布，即1500个分布值。6. Suzuki分布Suzuki分布从现象学上解释了从本地瑞利分布到全局对数分布的转变。这和图5-2-2所描述的模型一致。然而，由于它的概率密度函数以积分方式出现，对数据简化变得复杂。室内分布论文的研究指出这个公式基本上被忽略了（也许因为这个公式的复杂性）。唯一报道的应用是对一个建筑物，发在室外，收在室内不同层的CW采集数据。把瑞利、Weibull、Nakagami、对数正态和Suzuki分布应用到大区

36、域的数据显示Suzuki和对数正态更加适合。对一个数据集，最适宜的和分别为6.7dB和1.4dB。5.2.2.4 路径相位的分布多径环境下的数字室内通信系统性能对接收信号相位序列的统计特性十分敏感。虽然这个问题的重要性已经被绝大多数研究者所认同，但目前还没有相位序列的经验驱动模型出现，这可能是因为测量多径中单独一径的相位比较困难（记录信号相位与一些测量技术不匹配）。信号相位与路径长度精密相关，并且按一个波长（1GHz时为30cm），随路径长度而按照周期变化。按照路径的几何特性，移动终端位置的适当变化导致相位的巨大变化。因此，当考虑点的全体时，期望得到一个上的均匀分布是合理的。即在全局基础上，有

37、一个均匀分布。这个现象学上的合理解释可视为一个事实，而不需经验上的验证。然而，对小的抽样距离，从均匀分布的大偏移可能发生。而且，如果信道响应是按符号速率抽样，每秒几十到几百、几千比特，则相位值是强烈相关的。因此，指定地点具有固定延时的相位值是相关的。另外，同一个分布中相邻的可检测到的多径中的各径具有独立的相位，因为即使是在很高的分辨率（几个纳秒）测量下，多径的附加范围（附加延时乘以光速）要大于一个波长。考虑上述因素，空间中固定点上，多径中的一径的绝对相位值并不重要，建模的重点应放在移动终端在信道中移动时的相位改变。令表示在一个固定延时，多径中分布号为的那一径的相位，m=1,2,3,是指定地点上

38、的空间相邻点的编号。对一个序列（m=1）的第一个分布值，假定有分布。后来的相位值按如下关系：，m=2,3,（5-2-4）式中，是第-1个分布值和第个分布值的空间分隔，是波长，是相位增量。在一个空间分隔分布的序列上，当一个附加延时或指定的时间段上的路径不存在时，上式定义的值链就被打断了。如果有同样的附加延时的一条路径在后面的分布中出现，则一个新的值链开始，这条径就成为均匀分布的第一条径。从（5-2-4）式可以看出，适当的选择将在相位值上施加必然的空间相关性。使用这个方法，相位增量有两个模型可以用在室内环境中，两个模型可以产生多径中一径的相位：确定相位增量模型和随机相位增量模型。确定相位增量模型中

39、，多径中一径的相位是通过利用几个确定的独立随机参数来更新。随机相位增量模型中，多径中一径的相位是通过改变随距离变化标准差的随机独立高斯增量来更新。1. 确定相位增量模型在这个模型中，当便携机（移动终端）在空间移动时，有固定延时的多径中的一径的相位值的增量不是随机的；即已知和，（m=2,3,）可以被确定计算出来。使用上面的模型，可以用一些简化的假设来减少信道的随机程度。假设在一米的空间距离上，多径中的所有各径因为有同一个固定但位置随机的散射体而有同样的延时。在这样一个仿真中，初始相位按分布生成。其它空间分隔的相位（有相同延时）可通过前一个相位增加得到。这个相位增量通过使用单一的散射体和本地几何学

40、特征来计算。这是一个单跳模型排除多次反射。一个仿真包就用此确定相位增量模型来预测开放的工厂环境下的脉冲响应模型。因为多径中单独的一径的相位没有在最初的实验中测量，上述方法的证实需要通过在宽带信道模型中生成窄带CW衰减数据，并把结果和测量数据相比较。在其它的两个仿真应用中，确定相位增量模型已用于室内信道和移动信道。在这两个应用中，假定第k条路径的到达角度在小空间间隔保持不变。因此，（5-2-5）对移动信道，（k=1,2,3）按均匀分布生成。比起用随机相位增量模型得到的功率谱，用宽带信道仿真器，生成的CW数据的功率谱显示了与理论更好的一致性。对室内信道，（k=1,2,3）基于测量报告和通过傅立叶变

41、换方法估计有5度的分辨率。在确定相位增量模型以前的应用中9，都是假设多径中的一径是由单一发射物反射引起的，这未免把信道过度简化了。对于多径中的一径来说，收发端之间可能有很多间接路径，结果产生的“子径”和附加延时相同的径矢量相加，就形成可以分解的多径中的一径。参考文献14介绍的确定相位增量模型是一个多反射模型，多径中一径的相位值是各个“子径”相位复矢量的和，接收天线移动时，相位值确定地变化。2. 随机相位增量模型在随机相位增量模型中，相位增量是随机变量。也就是说，从一个的初始相位开始，每个随后的序列值通过前一个相位值增加一个随机相位增量得到。假设和分别为在第n个附加延时第m个分布值（profil

42、e）的相位和相位增量，在第（m+1）个分布值第n个延时可以写成（5-2-6）通常来说，这个增量的概率分布的参数是的函数。例如，假设是均值为0，标准差为的高斯随机变量，通过使为的一个增量函数，或使或固定，可以控制和之间的相关程度。对于，（假定一个时变）。和间的相关性随着的增加而减小，直到它们变得不相关。假设是高斯分布随机变量，均值为0，方差为。（5-2-7）和b是控制参数，其值决定空间临近相位的相关程度。随机相位增量模型和高斯分布的相位增量已经在宽带移动信道模型的相位成分的仿真中应用过。实际上，这个函数形式（或概率密度函数）未知。使用大的相位数据库，有可能判定这个未知值。一个可能的方法是使用各种

43、方法仿真上述模型来得到的概率密度函数和它的瞬间函数形式，直到重现经验数据的大尺度和小尺度统计值。重要的是，需注意到任何上两个模型都不能从经验数据导出。因此，两者的证实都是间接的提供。在随机相位增量模型中，选择高斯相位增量没有理论基础。由单个散射体造成的多径中的每径的单跳反射的假设（随着变携机的移动保持不变），对复杂的室内信道过于简单，并违背了实际的多径色散模型（图5-2-2）。因此，需要从实测数据中导出的相位模型。3. 两种相位模型的比较很多研究者通过计算机大量的仿真评估了这些模型的性能。参考文献13中基于信道的12000个冲激响应的经验数据库，建立了室内无线传播信道的冲激响应模型。利用每一个

44、相位模型得到的窄带CW衰落信号的统计特性和12000个冲激响应估计的经验宽带数据库比较，得出的结论是：确定相位增量模型（多径中的一径有5个散射体）和随机相位增量模型（恰当选择相位增量）与测量中得到的结果是一致的。参考文献15得出的结论是：确定相位增量模型的相位增量是非零均值的正态分布；确定相位模型的相位增量均值随着附加延时的增加而减小，随着天线距离的增加而增大，随着散射体和障碍物数目的增加而轻微增大；确定相位增量模型的相位增量的标准差随着移动终端位置的变化而改变，随着散射体数目的增加而轻微增大。参考文献14通过大量的仿真，得到以下结论：确定相位增量模型设定有5个散射体时，得出的相位增量的正态分

45、布和标准差都与随机相位增量模型吻合。随机相位增量模型比确定相位模型效率高，确定相位模型的计算时间是随机相位模型的1.7倍。散射体数量的增加可以使确定相位模型更加精确，可是却牺牲了效率，增加了计算复杂度。因此，在有很多障碍物的时候，室内无线传播模型最好选用随机相位模型来仿真信道相位。5.2.3 常用的计算和测量参数本节给出计算和测量室内分布时常用的各种参数的表格，以便读者查看。表5-2-1 对通用建筑中的无线路径不同研究者提供的平均信号损耗材 料 类 型损 耗（dB）频 率所有金属26815MHz铝框20.4815MHz绝缘体箔3.9815MHz混凝土墙131300MHz一层的损耗2030130

46、0MHz一层楼层和一层墙的损耗40501300MHz走廊的拐角损耗10151300MHz轻质织物351300MHz20英尺高的围墙5121300MHz金属垫12平方英尺471300MHz金属箱10平方英尺361300MHz小金属柱直径31300MHz皮带系统4平方英尺61300MHz轻质机械<10平方英尺141300MHz普通机械1020平方英尺5101300MHz重型机械>20平方英尺10121300MHz金属楼梯51300MHz轻形织物351300MHz重型织物8111300MHz金属检验车间3121300MHz金属库存471300MHz大梁16208101300MHz金属库存

47、架8平方英尺491300MHz空纸板盒361300MHz混凝土箱式墙13201300MHz天花板管道181300MHz小金属零件的2.5m存储架461300MHz4m金属箱10121300MHz纸产品的5m存储架（松散包装）241300MHz纸产品的5m存储架（紧包装）61300MHz大金属零件的5m存储架（紧包装）201300MHz典型N/C机械8101300MHz半自动组装线571300MHz0.6m加强混凝土12141300MHz不锈钢管151300MHz混凝土墙8151300MHz混凝土地板101300MHz商用减震器389.6GHz商用减震器5128.8GHz商用减震器5955.6G

48、Hz岩石片（3/8in）2片29.6GHz岩石片（3/8in）2片228.8GHz岩石片（3/8in）2片555.6GHz干三合板（3/4in）1层19.6GHz干三合板（3/4in）1层428.8GHz干三合板（3/4in）1层855.6GHz干三合板（3/4in）2层49.6GHz干三合板（3/4in）2层628.8GHz干三合板（3/4in）2层1455.6GHz湿三合板（3/4in）1层199.6GHz湿三合板（3/4in）1层3228.8GHz湿三合板（3/4in）1层5955.6GHz湿三合板（3/4in）2层399.6GHz湿三合板（3/4in）2层4628.8GHz湿三合板（3

49、/4in）2层5755.6GHz铝板（1/8in）1层479.6GHz铝板（1/8in）1层4628.8GHz铝板（1/8in）1层5355.6GHz表5-2-2 三层建筑的总楼层衰减因子和标准偏差（每一点表示大于20（尺度上）的平均路径损耗）建筑物915MHzFAF(dB)(dB)位置数目1900MHzFAF(dB)(dB)位置数目Walnut Creek33.63.22531.34.6110一层44.04.83938.54.02.9二层13.29.21626.210.521SF PaceBell一层13.29.21626.210.521二层18.18.01033.49.921三层24.05

50、.61035.25.920四层25.06.81038.43.420五层25.16.31046.43.917San Ramon一层29.15.89335.46.474二层36.66.08135.65.941三层39.66.07035.23.927表5-2-3 两座具有一、二、三、四楼的平均楼层衰减因子建筑物FAF(dB)(dB)位置数目办公楼1穿过一层12.95.052穿过二层18.72.89穿过三层24.41.79穿过四层25.01.59办公楼2穿过一层16.22.921穿过二层25.55.421穿过三层31.65.221表5-2-4 不同建筑物的路径损耗和标准偏差建筑物频率（MHz）s（dB

51、）零售商店9142.28.7蔬菜店9141.85.2办公室，硬分隔15003.05.0办公室，软分隔9002.49.6办公室，软分隔19002.614.1工厂LOS纺织物/化学品13002.03.0纺织物/化学品40002.15.0纸张/谷物13001.86.0金属13001.65.8郊区房屋室内走廊9003.05.0工厂OBS纺织物/化学品40002.19.7金属13003.36.8表5-2-5 不同类型建筑物的路损指数和标准偏差所有建筑物：n(dB)位置数目所有地点3.1416.3634同层2.7612.9501穿过一层4.195.173穿过二层5.046.530穿过三层5.226.730

52、蔬菜店1.815.289零售店2.188.7137办公楼1：全建筑物3.5412.8320同层3.2711.22385层西翼2.688.11045层中部4.014.31184层东翼3.184.4120办公楼2:全建筑物4.3313.3100同层3.255.237表5-2-6 自由空间和线性路径衰减模型单元频率衰减（dB/m）建筑物1：4层850MHz0.621.7GHz0.574.0GHz0.47建筑物2：2层850MHz0.481.7GHz0.354.0GHz0.235.3 室内无线传播模型了解室内无线传播信道的特征以保证无线通信系统得到令人满意的性能是非常重要的。位置测量代价比较大，传播模

53、型可以作为一种花费较少且比较合适的替代手段。一般说来，有两种传统的方法用来为室内信号的无线传播建模。经验模型：经验模型基于非常简单且易懂的公式，它们运算非常快，只需要简单的输入，并且公式也非常容易应用。经验模型包括数学模型、统计模型和其它一些模型。数学模型是基于数学公式，统计模型依赖于测量数据，其它模型是除了数学模型和统计模型之外的模型，比如说模拟信道冲激响应的随机无线信道模型（SRCM，stochastic radio channel model）模型8。但是，经验模型不能提供精确的定点信息，也不能预测通信信道的宽带参数。确定性模型：确定性模型遵从电磁波传播的物理理论。主要有两种方法用来建模

54、：著名的射线跟踪(ray-tracing)或者射线发射(ray-launching)技术和用于Maxwell方程的时域有限差分（FDTD，finite-difference time-domain）方法。目前最普遍的是利用射线跟踪/射线发射技术的光学模型。这些模型很精确，可以在固定位置使用，并且能预测宽带参数。通常说来这些模型运算比较慢，需要预处理和简化才能快一些，而且一些模型不能正确包括绕射。另外，此模型需要非常精确的输入数据库，输入数据库包括障碍物和包括所用材料的电磁参数的地点几何学。FDTD方法的优点在于其准确性，它可以同时提供地图中所有点的完整信息，也能给出整个区域的信号覆盖信息。然而

55、，作为一种数字的分析方法，FDTD方法需要大量的存储空间和巨大的运算量。传统的经验模型和确定性模型都有各自的优点和不可避免的缺点，因此人们试图通过非传统方法来利用两类模型的优点并克服其缺点。比如说，Motif模型和Cavity方法1821，这里就不再详细介绍。5.3.1 经验模型5.3.1.1 室内无线传播信道的数学建模室内无线传播的数学建模是把三维空间中的每点的复杂的随机和时变的室内无线传播信道看成一个线性时变滤波器，用一个包含时变幅度、到达时间和相位的序列冲激响应公式来表示。1. 无线信道的冲激响应及冲激响应方法随机复杂的无线传播信道可以用冲激响应模型来近似：在三维环境中的每一个点，信道可以用一个时变线性滤波器来建立模型，此时变线性滤波器的冲激响应如（5-3-1）式所示：（5-3-1）式中，表示冲激的观测时间；表示冲激的应用时间；表示多径中的径数；表示随机时变幅度；表示到达时间；表示相位序列；表示迪拉克（Dirac）delta函数。信道的特征完全由这些径参数决定。此数学模型是宽带模型，但是却不失一般性。任何发射信号与卷积加上噪声得到通过该信道